考慮反電動(dòng)勢(shì)2次諧波的容錯(cuò)型磁通切換電機(jī)開路及短路故障控制策略

謝德娥　王　宇　鄧智泉

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院　南京　210016）

考慮反電動(dòng)勢(shì)2次諧波的容錯(cuò)型磁通切換電機(jī)開路及短路故障控制策略

謝德娥王宇鄧智泉

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院南京210016）

六相永磁容錯(cuò)磁通切換電機(jī)（FTFSPMM）繼承了傳統(tǒng)永磁磁通切換電機(jī)的轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單堅(jiān)固、功率密度高的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)具備故障隔離和抑制短路電流的能力。研究了考慮反電動(dòng)勢(shì)2次諧波時(shí)一相開路和短路故障時(shí)的容錯(cuò)控制策略。開路故障時(shí)，考慮到反電動(dòng)勢(shì) 2次諧波，調(diào)節(jié)正常相中其中兩相的電流幅值和相位使輸出轉(zhuǎn)矩平均值不變，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為零。一相短路時(shí)，根據(jù)測(cè)量得出的短路電流，考慮電機(jī)的電阻和自感計(jì)算出短路相的反電動(dòng)勢(shì)。將一相短路時(shí)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分解為由該相開路引起的轉(zhuǎn)矩缺失和脈動(dòng)、由該相短路電流作用電感引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和作用電阻引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，分別計(jì)算用于補(bǔ)償電感及電阻引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的電流合成后即為短路時(shí)的補(bǔ)償電流。在原理樣機(jī)上進(jìn)行了容錯(cuò)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提容錯(cuò)控制策略的有效性。

永磁磁通切換電機(jī)容錯(cuò)故障分解瞬時(shí)功率基波補(bǔ)償

0　引言

隨著科技的發(fā)展，驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的容錯(cuò)能力成為航空航天等應(yīng)用場(chǎng)合的重要指標(biāo)。具有較好容錯(cuò)能力的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)成為了國內(nèi)外學(xué)者的研究熱點(diǎn)。容錯(cuò)電機(jī)系統(tǒng)不僅要求電機(jī)本體及功率變換器具有較好的模塊性，能夠減小故障“傳染”、抑制短路電流，同時(shí)需研究容錯(cuò)控制算法，在故障狀態(tài)下滿足轉(zhuǎn)矩輸出要求，減小故障時(shí)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

目前國內(nèi)外學(xué)者對(duì)高可靠應(yīng)用場(chǎng)合的電機(jī)作了大量研究，開關(guān)磁阻電機(jī)憑借電機(jī)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單堅(jiān)固、容錯(cuò)性能好的優(yōu)點(diǎn)吸引了學(xué)者的關(guān)注［1，2］。但是永磁電機(jī)的功率密度優(yōu)于開關(guān)磁阻電機(jī)［3，4］，目前研究較廣泛的是傳統(tǒng)轉(zhuǎn)子永磁式容錯(cuò)電機(jī)。但轉(zhuǎn)子式永磁電機(jī)的永磁體位于轉(zhuǎn)子上，永磁體散熱困難，有不可逆退磁的風(fēng)險(xiǎn)［5］。永磁磁通切換電機(jī)（Flux Switching Permanent Magnet，F(xiàn)SPM）是近年來出現(xiàn)的定子永磁型電機(jī)，與轉(zhuǎn)子永磁式電機(jī)相比，永磁磁通切換電機(jī)轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、磁鏈正弦度高及永磁體無退磁風(fēng)險(xiǎn)［6-10］。文獻(xiàn)［6］研究了雙層和單層繞組的永磁磁通切換電機(jī)的電磁性能，得出單層繞組磁通切換電機(jī)具有自感大、互感小、電機(jī)模塊性強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。文獻(xiàn)［7］中電機(jī)沿用了轉(zhuǎn)子永磁式電機(jī)的設(shè)計(jì)方法，提高電機(jī)的漏感以提高電機(jī)的自感，同時(shí)提高了電機(jī)抑制短路電流的能力，但是功率密度較低。文獻(xiàn)［8］在多齒結(jié)構(gòu)的永磁磁通切換電機(jī)中加入隔磁齒，減小了互感，增強(qiáng)了模塊性，具有較好的容錯(cuò)能力。

功率變換器的容錯(cuò)能力影響系統(tǒng)的容錯(cuò)能力，文獻(xiàn)［11］研究了逆變器故障對(duì)系統(tǒng)輸出電磁轉(zhuǎn)矩特性的影響，得出了逆變器開關(guān)短路故障對(duì)系統(tǒng)輸出轉(zhuǎn)矩特性的影響比繞組短路故障更嚴(yán)重的結(jié)論。容錯(cuò)系統(tǒng)中采用較多的功率變換器拓?fù)?，如雙功率變換器、多相全橋變換器和多相獨(dú)立變換器等［12，13］。

容錯(cuò)控制策略的目的是在故障狀態(tài)下滿足轉(zhuǎn)矩輸出要求，減小故障時(shí)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)［13］根據(jù)各相反電動(dòng)勢(shì)和電流的乘積之和得到輸出轉(zhuǎn)矩的平均值及轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，考慮故障前、后輸出轉(zhuǎn)矩平均值不變、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)不變，得到容錯(cuò)故障電流。文獻(xiàn)［14］在文獻(xiàn)［13］基礎(chǔ)上，針對(duì)非正弦的反電動(dòng)勢(shì)，在給定電流中注入2次諧波電流，保證故障后輸出轉(zhuǎn)矩不變且減小了由于反電動(dòng)勢(shì)非正弦造成的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)［13，14］的補(bǔ)償電流未注入高次諧波，且轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)理論最小，但是均只考慮了繞組一相開路的故障情況，未涉及短路故障容錯(cuò)。文獻(xiàn)［15］根據(jù)功率守恒原理，對(duì)各相繞組單獨(dú)控制，該方法無需具體的故障診斷類型信息和軟件內(nèi)部算法切換，便能進(jìn)行強(qiáng)容錯(cuò)控制。但是該種方法未考慮故障時(shí)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，故障狀態(tài)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大，適合高速大慣量場(chǎng)合。為了解決文獻(xiàn)［15］中存在的問題，文獻(xiàn)［16］利用向量法對(duì)多相故障狀態(tài)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行分析，得到綜合脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩向量的幅值及變化規(guī)律，根據(jù)功率守恒原則，得出最優(yōu)電流。最優(yōu)轉(zhuǎn)矩控制策略［17］結(jié)合拉格朗日乘數(shù)法等數(shù)學(xué)優(yōu)化方法，在補(bǔ)償電流中注入高次諧波電流，不但補(bǔ)償故障相的平均轉(zhuǎn)矩，而且抵消故障狀態(tài)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。但是最優(yōu)電流和最優(yōu)轉(zhuǎn)矩法電流中高次諧波的注入增加了電機(jī)鐵耗［18］。文獻(xiàn)［19］根據(jù)故障前、后磁動(dòng)勢(shì)不變?cè)恚玫揭幌鄶嗦饭收蠒r(shí)的容錯(cuò)補(bǔ)償電流?；谖墨I(xiàn)［19，20］針對(duì)短路故障提出了一種故障分解法，將短路故障分解為由短路電流以及故障相正常電流的缺失導(dǎo)致的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。該方法實(shí)現(xiàn)了短路容錯(cuò)控制的同時(shí)避免了復(fù)雜的在線計(jì)算，但是補(bǔ)償短路電流脈振磁動(dòng)勢(shì)時(shí)只考慮了脈振磁動(dòng)勢(shì)基波，未考慮其他諧波。

本文基于瞬時(shí)轉(zhuǎn)矩不變?cè)瓌t，由各相反電動(dòng)勢(shì)和電流乘積之和得到瞬時(shí)轉(zhuǎn)矩表達(dá)式，依據(jù)故障前、后轉(zhuǎn)矩平均值不變和脈動(dòng)為零原則，計(jì)算出補(bǔ)償電流，實(shí)現(xiàn)平均輸出轉(zhuǎn)矩不變，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)最小化；結(jié)合短路故障分解法，實(shí)現(xiàn)了短路容錯(cuò)控制的同時(shí)避免了復(fù)雜的在線計(jì)算。

1　電機(jī)結(jié)構(gòu)

圖1　六相FTFSPMM截面示意圖Fig.1　Profile configuration of 6-phase FTFSPMM

圖 1給出了六相多齒容錯(cuò)永磁磁通切換電機(jī)（Fault Tolerant Flux Switching Permanent Magnet Motor， FTFSPMM）結(jié)構(gòu)，定子由六個(gè)模塊組成，每個(gè)模塊包含永磁體和硅鋼片及一相電樞繞組。每相電樞繞組間有隔磁齒隔離，減小了各相間的互感，增強(qiáng)了電機(jī)的模塊性。與傳統(tǒng)12/10FSPM電機(jī)相比，六相FSPMM電機(jī)失去了繞組互補(bǔ)性，磁鏈和反電動(dòng)勢(shì)的諧波大。為解決這一問題，該六相FTFSPMM采用軸向雙層結(jié)構(gòu)的拓?fù)?，其三維結(jié)構(gòu)如圖2所示，轉(zhuǎn)子分為兩段，兩段轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)子齒偏移電角度為180°。兩部分的定子結(jié)構(gòu)完全相同，相應(yīng)位置的永磁體的充磁方向相反，兩部分定子共用電樞繞組。圖3給出了FTFSPMM的有限元仿真磁鏈波形，可見采用了雙層結(jié)構(gòu)提高了磁鏈的正弦度，但不影響磁鏈的幅值，即不影響轉(zhuǎn)矩的輸出能力。圖4給出了電機(jī)的A相自感及A、B相互感的波形，可見電機(jī)的自感比互感大，具有良好的容錯(cuò)性能。

圖2　六相FTFSPMM三維結(jié)構(gòu)Fig.2　3D structure of the 6-phase FTFSPMM

圖3　FTFSPMM A相磁鏈Fig.3　Flux of the FTFSPMM

圖4　FTFSPMM電感特性Fig.4　Inductance of the FTFSPMM

2　容錯(cuò)控制策略

2.1正常工作

由圖3可知FTFSPMM反電動(dòng)勢(shì)正弦度高，僅考慮反電動(dòng)勢(shì)的2次諧波，各相反電動(dòng)勢(shì)表達(dá)式為

式中，eA～eF分別為 A～F相的瞬時(shí)反電動(dòng)勢(shì)；θ為電機(jī)的電角度；E1、E2分別為反電動(dòng)勢(shì)的基波和2次諧波幅值；? 為反電動(dòng)勢(shì) 2次諧波與基波的相位差。

電機(jī)正常工作時(shí)，電流給定為正弦波，給定電流為

式中，iA～iF分別為A～F相的瞬時(shí)電流；Im為相電流的幅值。

正常工作時(shí)電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩為

式中，ω 為電機(jī)旋轉(zhuǎn)角速度。由式（3）可知，理論上，電機(jī)正常工作時(shí)，輸出轉(zhuǎn)矩平均值，沒有轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

2.2開路故障

當(dāng)某一相發(fā)生開路故障后，該相電流為零，造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。此時(shí)需調(diào)節(jié)剩余五相電流，補(bǔ)償故障相缺失轉(zhuǎn)矩，消除轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。以A相開路故障為例，將六相電機(jī)作為兩個(gè)相位相差 60°的三相電機(jī)，即A、C和E相為一組，B、D和F相為另一組。故障后，由于電機(jī)互感小，可認(rèn)為正常相反電動(dòng)勢(shì)不變，B、D和F相給定電流不變，產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩為

式中，3E1Im/2ω（為B、D和F三相產(chǎn)生的平均轉(zhuǎn)矩；為轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。此時(shí)，只需調(diào)整C、 E兩相電流的幅值和相位，使輸出轉(zhuǎn)矩平均值為轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為即

式中，iCo、iEo為故障后C、E兩相的給定電流。

設(shè)C、E兩相電流的表達(dá)式為

式中，αCo、αEo分別為C、E兩相電流故障后與正常時(shí)的相位差；Io為故障后給定電流的幅值

將式（6）代入式（5），可得故障時(shí)的五相電流為

式中，B、D和F三相給定電流不變，C、E兩相給定電流幅值和相位皆相應(yīng)調(diào)整。

2.3短路故障

某一相短路可分解為兩種故障的合成：故障 1由該相短路電流引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，故障2由該相開路引起的轉(zhuǎn)矩缺失和脈動(dòng)。因此故障補(bǔ)償分解為兩步：①補(bǔ)償故障相短路電流造成的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)；②補(bǔ)償故障相開路造成的轉(zhuǎn)矩缺失。將兩部分的優(yōu)化補(bǔ)償電流矢量合成，即可得到短路故障的優(yōu)化電流［20］。

經(jīng)實(shí)驗(yàn)測(cè)量，可得A相短路時(shí)的短路電流如式（8）所示，并且短路電流幅值隨電機(jī)轉(zhuǎn)速變化幾乎不變［21］，圖5為轉(zhuǎn)速為200r/min和400r/min的轉(zhuǎn)速和電流波形。

式中，iAk為A相短路時(shí)的短路電流。

圖5　不同轉(zhuǎn)速下的短路電流波形Fig.5　Short-circuit current waveforms with different speed

經(jīng)過對(duì)不同轉(zhuǎn)速下短路電流的測(cè)量可以發(fā)現(xiàn)，在轉(zhuǎn)速變化時(shí)，短路電流的幅值幾乎不變，均為6.72A。忽略繞組間互感，A相反電動(dòng)勢(shì)為

式中，eAk為A相短路時(shí)的反電動(dòng)勢(shì)；R為電樞繞組電阻；LA為A相電樞繞組自感?？梢娨幌喽搪窌r(shí)的反電動(dòng)勢(shì)由電感電動(dòng)勢(shì)和電阻電動(dòng)勢(shì)兩部分構(gòu)成。所以可以將故障一分為二，即由電感電動(dòng)勢(shì)引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和電阻電動(dòng)勢(shì)引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)組成。

設(shè)補(bǔ)償故障1即短路電流引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)電流形式為

式中，iBk～iFk為A～F相補(bǔ)償故障1的電流；IkL為補(bǔ)償電樞繞組電感的電動(dòng)勢(shì)造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的電流幅值；αBkL～αFkL為A～F相補(bǔ)償電樞繞組電感的電動(dòng)勢(shì)造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的電流相位；IkR為補(bǔ)償電樞繞組電阻的電動(dòng)勢(shì)造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的電流幅值；αBkR～αFkR為 A～F相補(bǔ)償電樞繞組電阻的電動(dòng)勢(shì)造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的電流相位。

A 相短路電流及 iBk～iFk產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩之和應(yīng)為0，即

將式（8）～式（10）代入式（11），可得

將式（12）相位值代入式（11），可得

理想情況下，E1=Prψmω；其中，Pr為轉(zhuǎn)子極數(shù)，ψm為永磁磁鏈幅值?？傻?IkmL= -1 125LA，IkmR= -1 299R/ω。

另外，由所得給定電流幅值可見，當(dāng)電機(jī)低速運(yùn)行時(shí)，電樞繞組電阻造成的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大；而電機(jī)高速運(yùn)行時(shí)，電感造成的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大。

結(jié)合A相開路情況，可得A相短路時(shí)，給定補(bǔ)償電流為

3　仿真分析

圖6為系統(tǒng)控制框圖，采用矢量控制，速度PI環(huán)得到電流幅值，即式（2）、式（7）和式（15）給定電流表達(dá)式中的Im。

圖6　FTFSPMM系統(tǒng)矢量控制框圖Fig.6　Diagram of vector control of FTFSPMM

圖7給出了正常工作時(shí)的給定電流、轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩。電機(jī)正常工作時(shí)，給定電流為對(duì)稱的六相正弦電流。轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分別為0.8r/min和0.8N·m。

圖7　正常工作時(shí)的仿真結(jié)果Fig.7　Simulation results of normal operation

圖8給出了A相斷路時(shí)的給定電流波形及補(bǔ)償前、后的轉(zhuǎn)速波形和轉(zhuǎn)矩波形。一相斷路時(shí)，繞組不對(duì)稱運(yùn)行產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分別增大至4r/min和2N·m；調(diào)節(jié)C、E兩相電流幅值和相位后，轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩分別脈動(dòng)分別為1r/min和0.8N·m，與補(bǔ)償前相比，脈動(dòng)分別減小了75%和60%。

圖8　A相斷路的仿真結(jié)果Fig.8　Simulation results with phase A open

圖9給出了A相短路時(shí)的給定電流波形，補(bǔ)償前、后的轉(zhuǎn)速波形和轉(zhuǎn)矩波形。一相短路時(shí)，繞組該相電流缺失且引入了短路電流，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)比短路時(shí)大，轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分別增大至4r/min和2.5N·m；調(diào)節(jié) C、E兩相電流幅值和相位后，轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩波動(dòng)分別為1r/min和0.8N·m，與補(bǔ)償前相比，脈動(dòng)分別減小了75%和68%。

圖9　A相短路時(shí)仿真結(jié)果Fig.9　Simulation results with phase A short

4　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證上述容錯(cuò)算法的可行性，在如圖10所示樣機(jī)平臺(tái)上做了實(shí)驗(yàn)。功率變換器采用六相H橋拓?fù)?，每相繞組由一個(gè)單相全橋單獨(dú)供電，繞組之間實(shí)現(xiàn)了電氣隔離，如圖11所示。

圖10　FTFSPMM樣機(jī)及加載平臺(tái)Fig.10　Prototype of FTFSPMM and load experiment setup

圖11　六相H橋及六相繞組Fig.11　6-phase H bridge and phase coils

圖12為電機(jī)正常工作時(shí)，各相電流按式（2）給定，給定轉(zhuǎn)速為 200r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為 5N·m時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。轉(zhuǎn)速和電流均能較好地跟蹤給定。

圖13為電機(jī)A相斷路時(shí)的電流、轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩波形，由于A相轉(zhuǎn)矩缺失造成平均轉(zhuǎn)矩減小和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，各相電流幅值調(diào)節(jié)增大維持轉(zhuǎn)矩輸出平均值不變，但是不能減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。各相電流按式（7）給定電流后，平均轉(zhuǎn)矩不變且脈動(dòng)減小，如圖14所示。

圖12　正常工作時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12　Experimental waveforms of normal operation

圖13　A相斷路補(bǔ)償前的實(shí)驗(yàn)波形Fig.13　Experimental waveforms of phase A open without compensation

圖15為電機(jī)A相短路時(shí)的電流、轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩波形，一相短路時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)比一相斷路時(shí)大，與仿真結(jié)果一致。各相電流按式（15）給定電流后，平均轉(zhuǎn)矩不變且有效抑制了轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，如圖16所示。

圖14　A相斷路補(bǔ)償后的實(shí)驗(yàn)波形Fig.14　Experimental waveforms of phase A open with compensation

圖15　A相短路補(bǔ)償前的實(shí)驗(yàn)波形Fig.15　Experimental waveforms of phase A short without compensation

圖16　A相短路補(bǔ)償后的實(shí)驗(yàn)波形Fig.16　Experimental waveforms of phase A short with compensation

5　結(jié)論

本文基于六相永磁容錯(cuò)磁通切換電機(jī)，依據(jù)瞬時(shí)功率不變?cè)瓌t，考慮反電動(dòng)勢(shì)2次諧波，研究了一相開路和一相短路故障時(shí)的容錯(cuò)控制策略。得出結(jié)論如下：

1）六相永磁容錯(cuò)電機(jī)不僅繼承了傳統(tǒng)永磁磁通切換電機(jī)的轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單堅(jiān)固、功率密度高的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)具備故障隔離和抑制短路電流的能力。

2）一相開路故障時(shí)，考慮反電動(dòng)勢(shì)2次諧波，依據(jù)正常工作時(shí)電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩，調(diào)整正常相給定電流的相位和幅值，可使輸出轉(zhuǎn)矩平均值不變，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為零。

3）一相短路故障時(shí)，將短路故障分解為正常電流缺失造成轉(zhuǎn)矩缺失和脈動(dòng)、短路電流作用繞組電感造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)及短路電流作用繞組電阻造成轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，計(jì)算正常相給定電流使短路電流的引入造成的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為零，與開路故障時(shí)的給定電流合成即可得短路故障時(shí)的給定電流。

4）容錯(cuò)控制策略無需復(fù)雜的在線計(jì)算，且電流無需注入高次諧波。

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Fault-Tolerant Control Strategy for Fault Tolerant Flux-Switching Motor with One Phase Open or Short Considering Second Harmonic Back-Electromotive Force

Xie De'eWang YuDeng Zhiquan
（College of AutomationNanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing210016China）

Fault tolerant flux switching permanent magnet motor （FTFSPMM） not only maintains relatively high torque density and robust rotor structure， but also possesses excellent fault-tolerant capability. This paper studies fault-tolerant control strategy for the fault-tolerant operation. When the open-circuit fault occurs，taken into account the second harmonic back-EMF， amplitudes and phases of the healthy phases are adjusted to maintain constant instantaneous power and reduce the torque ripple. Under the short-circuit fault， according to the measured short-circuit current， the back-EMF of the fault phase can be obtained considering the inductance and resistance. The torque ripples can be decomposed into those arising from the normal current and those from the short-circuit current that acts on the inductance and resistance of the fault phase. The current of healthy phases can be obtained by synthesizing the current for compensation for torque ripple caused by inductance and resistance. Experiments on the prototype machine verify the fault-tolerant control strategy.

Fault tolerant flux switching permanent magnet motor， fault-tolerant， fault decomposition， instantaneous power， fundamental compensation

TM351

謝德娥女，1990年生，碩士研究生，研究方向?yàn)槿蒎e(cuò)型永磁磁通切換電機(jī)。

E-mail： 1013807715@qq.com（通信作者）

王宇男，1982年生，博士，講師，研究方向?yàn)榇磐ㄇ袚Q電機(jī)。

E-mail： wanghaohao@nuaa.edu.cn

教育部博士點(diǎn)基金（優(yōu)先發(fā)展領(lǐng)域）（20113218130001），中國博士后基金（2013M540446），江蘇省博士后基金（1301007B），江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基金（ZAB1100210）和南京航空航天大學(xué)青年科技創(chuàng)新基金（NS2014027）資助項(xiàng)目。

2014-05-15改稿日期 2014-06-23