應用于寬輸入范圍的變模態(tài)LLC電路設計

謝晶晶，呂征宇

（浙江大學電氣工程學院，杭州310027）

應用于寬輸入范圍的變模態(tài)LLC電路設計

謝晶晶，呂征宇

（浙江大學電氣工程學院，杭州310027）

在風力、光伏發(fā)電等新能源發(fā)電系統(tǒng)中，電壓輸出范圍變化很大，為此提出一種變模態(tài)的LLC電路，其拓撲或者控制方式隨著輸入電壓的變化而變化。電路由數(shù)字信號處理器DSP進行數(shù)字控制，控制簡單方便，不需要增加額外的模擬電路。通過分析、仿真和實驗驗證，與傳統(tǒng)LLC相比，變模態(tài)LLC在寬輸入場合，其頻率變換范圍小，全范圍內效率較高。

變模態(tài)LLC；PWM控制；寬輸入電壓；數(shù)字控制

引言

隨著世界經(jīng)濟發(fā)展，人們對電力的需求持續(xù)增加。由于煤炭、石油等一次能源價格持續(xù)上升，同時發(fā)電所帶來的環(huán)境污染、溫室效應等問題越來越嚴重，人們對低污染、可再生新能源發(fā)電方式的關注度逐漸增加［1］。近年來新能源發(fā)電應用越來越廣，新能源發(fā)電并網(wǎng)成為是一種趨勢，然而這對電網(wǎng)將會是一大挑戰(zhàn)，引發(fā)電網(wǎng)的技術革新［2-3］。

光伏或風電并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)為保證每個光伏組件均運行在最大功率點、實現(xiàn)高效率能量轉換、可靠運行等要求，一般需要用到DC/DC模塊，由其將電壓轉變到直流，由母線集中進行并網(wǎng)或直接將逆變電路并入交流電網(wǎng)［4］。這里的直流模塊應具有輸入電壓變換范圍寬的特點，在這種情況下，為了能實現(xiàn)系統(tǒng)的高效輸出，許多學者做了研究，主要有以下幾點：①采用磁集成方式降低磁芯損耗［5］；②通過改變電路拓撲，讓電路在不同輸入下工作于不同子拓撲以達到效率優(yōu)化設計［6-7］；③改變電路控制方式，在脈寬調制PWM（pulse width modulation）與脈沖頻率調制PFM（pulse-frequency modulation）控制方式間切換［8-9］。

由于LLC諧振變換器具有天然的原邊零電壓開通ZVS（zero voltage switch）和副邊零電流關斷ZCS（zero current switch），適用于上述要求的中小功率DC/DC模塊［10］。本文基于LLC拓撲在上述研究的基礎上提出一種新型變模態(tài)控制的方法，結合變拓撲與變控制方法，與傳統(tǒng)LLC相比，在寬輸入電壓下可以縮小頻率變換范圍，有利于變壓器的優(yōu)化設計，提高變換器的效率。

1　全橋PWM控制LLC變換器工作原理

圖1為全橋LLC變換器基本原理。Q1～Q4組成了逆變橋臂，D1～D4和Coss1～Coss4分別為開關管的體二極管和寄生電容。諧振電容Cr、串聯(lián)諧振電感Lr和勵磁電感Lm和組成了諧振網(wǎng)絡。副邊由D5、D6、Co1、Co2組成輸出整流倍壓電路。

圖1　全橋LLC變換器基本原理Fig.1　Basic principle of full bridge LLC

Cr、Lr、Lm組成的諧振網(wǎng)絡有2個諧振頻率，分別為諧振頻率和諧振頻率fm=1/2π開關頻率f與fr決定初級開關管ZVS特性；而占空比大小影響次級整流二極管ZCS特性。按占空比大小分別討論PWM控制全橋LLC變換器的工作原理。圖2分別給出了變換器實際等效占空比DT＜Tr/2和DT/2＞Tr/2時的工作波形。

圖2　變換器不同占空比下工作波形Fig.2　Waveforms of converter under different duty ratio

1.1當DT＜Tr/2時變換器工作原理

當DT＜Tr/2時，圖2（a）為電路的工作波形，變換器的一個工作有12個模態(tài)。圖3為各個模態(tài)下，LLC工作情況。

（1）t0＜t＜t1：如圖3（a）所示，在t0時刻Q2關斷，ir給Coss2充電，同時給Coss3放電。

（2）t1＜t＜t2：如圖3（b）所示，t1時刻，Coss3兩端電壓降為0，ir＜0使得D3導通，uAB=Vin，副邊二極管D5導通，Lm被Co1箝位，ir＜im此階段存在是保證Q3實現(xiàn)ZVS的條件。

（3）t2＜t＜t3：如圖3（c）所示，t2時刻，ir=0，Q3零電壓開通，uAB=Vin，ir＞im，Lm被Co1箝位，副邊二極管D5導通。諧振電流ir（t）、電容電壓uCr（t）、勵磁電流im（t）分別為

（4）t3＜t＜t4：如圖3（d）所示，t3時刻，Q1關斷，ir給Coss4放電，給Coss1充電；此時ir＞im，Lm仍被Co1箝位，Lr向負載傳遞能量。

（5）t4＜t＜t6：如圖3（e）所示，t4時刻，Coss4兩端電壓降為0，ir＞0使得D4導通，uAB=0，ir＞im，Lm被Co1箝位，副邊二極管D5導通此階段存在是保證Q4實現(xiàn)ZVS的條件。ir（t）、uCr（t）、im（t）分別為

（6）t6＜t＜t7：如圖3（f）所示，t6時刻ir=im，變壓器初次級分離，Lm與Lr、Cr一起參與諧振，副邊由Co1、Co2向負載傳遞能量。ir（t）、uCr（t）、im（t）分別為

后面階段與前面相似，Q2、Q4導通。

圖3　全橋PWM控制LLC不同模態(tài)下工作Fig.3　Every stage of full bridge PWM control LLC

圖4為忽略死區(qū)時間時，PWM控制LLC諧振腔工作的3個等效原理。圖4（a）為t1～t3時段諧振腔等效工作狀態(tài)，圖4（b）為t4～t6時段諧振腔等效工作狀態(tài)，圖4（c）為t6～t7時段諧振腔等效工作狀態(tài)。當有效占空比D減?。ㄒ葡嘟窃龃螅r，電路工作于圖4（a）的時間將縮短，工作于圖4（c）的時間將加長，這使得Q2、Q3開通時電流減少，不利于其軟開關。由圖2（a）可以看出，Q4開通時電流為ir（t3），Q2開通時電流為ir（t7），ir（t7）小于ir（t3），這使得Q2相對于Q4較難實現(xiàn)ZVS。滯后橋臂（Q2、Q3）的ZVS實現(xiàn)比超前橋臂（Q4、Q1）要困難，這是移相控制的固有缺點。因此在電路設計時，應當考慮最大移相角下滯后橋臂仍能實現(xiàn)ZVS。

圖4　忽略開關過程全橋PWM控制LLC諧振腔等效電路Fig.4　Equivalent circuits of full bridge PWM control LLC ignoring the switching process

1.2當DT/2＞Tr/2時變換器工作原理

當DT＞Tr/2時，對管橋臂同時導通時間內，ir能夠諧振到與im相等。該情況下，除了Lm參與諧振期間內會出現(xiàn)uAB=0的工作模態(tài)，其他模態(tài)均與變頻控制時LLC工作情況相似，能夠實現(xiàn)開關管的ZVS和整流管的ZCS。

2　變模態(tài)控制LLC增益分析

［10-11］，根據(jù)基波分析法，不同控制模式下LLC諧振腔皆有等效電路，如圖5所示。

圖5　LLC諧振腔等效電路Fig.5　Equivalent circuit of LLC resonant cavity

當電路工作于全橋PFM控制模態(tài)下，采用基波分析法，其輸入與輸出電壓增益表達式［11］為

式中：h為勵磁電感和諧振電感之比，h=Lm/Lr；kf為歸一化頻率；Q為品質因素，Vin_fund為輸入電壓的基波幅值；Vo_fund為輸出電壓基波幅值。

根據(jù)電路結構，當電路工作于全橋PFM模式時有

當電路工作于半橋PFM模式時有

根據(jù)文獻［12］，當電路工作于全橋PWM模式時，采用基波分析法有

表1給出了輸入為40～120 V的電路在變模態(tài)LLC與傳統(tǒng)LLC的增益對比。由表可知，采用變模態(tài)LLC需要設計的最大增益比傳統(tǒng)LLC要低，這將有益于電路參數(shù)設計，提高電路效率。

表1　變模態(tài)LLC與傳統(tǒng)LLC增益對比Tab.1　Gain of changeable mode LLC compared with traditional LLC

3　驅動信號產(chǎn)生

對于模擬電路來說，變拓撲切換比較復雜，需停止原來的驅動信號，產(chǎn)生新的驅動信號。本文采用DSP對驅動信號進行數(shù)字化控制，當輸入電壓處于設定區(qū)域內，分別采用對應的模式進行控制，DSP產(chǎn)生對應的驅動信號如圖6所示，具體產(chǎn)生方式如下。

本文采用增強型脈沖寬度調制模塊 1（ePWM1A、ePWM1B）對Q1、Q4進行控制，占空比為50%（忽略死區(qū)時間），對ePWM模塊配置如圖6（a）所示。采用增強型脈沖寬度調制模塊2（ePWM2A、ePWM2B）配合使用時間基準子模塊中的相位寄存器（TBPHS）產(chǎn)生移相角對Q2、Q3進行控制，控制分為3個階段：當輸入電壓較低時，采用全橋變頻控制模式，此時不加載 TBPHS，移相角為 0，ePWM2A、ePWM2B如圖6（a）所示；當輸入電壓上升到某一設定值時，采用變脈寬控制模式，此時加載TBPHS產(chǎn)生一定的移相對，ePWM1A、ePWM2A如圖6（b）所示；當輸入電壓進一步增加到某一值時，采用半橋變頻控制模式，停止加載TBPHS，ePWM2A、ePWM2B如圖6（c）所示，產(chǎn)生恒通和恒斷信號。

圖6　驅動信號Fig.6　Driving signals

4　仿真與實驗驗證

本文在此基礎上設計了一個輸入電壓40～120 V，輸出電壓400 V，功率為100 W的 LLC電路。fr=100 kHz，Lm=50 μH，Lr=13 μH，Cr=200 nH，變壓器原副邊變比為7∶23。

當輸入電壓在40～60 V時，電路在全橋PFM方式下工作；當輸入電壓為60～80 V時，電路工作于全橋PWM控制模式下；當輸入電壓為80～120 V時，電路工作在半橋PFM模式下。

基于Matlab仿真軟件對電路進行仿真，圖7～圖9為仿真波形。圖7為電路工作于全橋PFM模式時的波形，圖8為電路工作于全橋PWM模式時的波形，圖9為電路工作于半橋PFM模式時的波形，其中圖7～圖9中的圖（a）為諧振電感電流iLr、iLm、諧振電容電壓uor、輸出二極管電流iD5、iD6波形，圖（b）為MOSFET的驅動ug1～ug4和輸入橋臂中點電壓uAB波形。

圖7　全橋PFM控制時電壓電流波形（Vin=40 V）Fig.7　Voltage and current waveforms under full bridge PFM control（Vin=40 V）

圖8　全橋PWM控制時電壓電流波形（Vin=80 V）Fig.8 Voltage and current waveforms under full bridge PWM control（Vin=80 V）

圖9　半橋PFM控制時電壓電流波形（Vin=120 V）Fig.9 Voltage and current waveforms under half bridge PFM control（Vin=120 V）

圖10～圖12為實驗波形。圖10為電路工作于全橋PFM模式時的波形，圖11為電路工作于全橋PWM模式時的波形，圖12為電路工作于半橋PFM模式時的波形，其中圖10～圖12中的圖（a）為輸出電壓和諧振電感電流的波形，圖（b）為MOSFET的驅動和漏極電壓波形。由圖可以看出，實驗結果與仿真一致，并且在全范圍輸入電壓下均可實現(xiàn)ZVS。

圖10　全橋PFM控制時電壓電流波形（Vin=40 V）Fig.10　Voltage and current waveforms under full bridge PFM control（Vin=40 V）

圖11　全橋PWM控制時電壓電流波形（Vin=80 V）Fig.11 Voltage and current waveforms under full bridge PWM control（Vin=80 V）

圖12　半橋PFM控制時電壓電流波形（Vin=120 V）Fig.12　Voltage and current waveforms under half bridge PFM control（Vin=120 V）

圖13給出了變模態(tài)LLC與傳統(tǒng)LLC在不同輸入電壓下的效率曲線。當電壓較低時采用全橋PFM控制方式，當電壓上升到一定階段采用全橋PWM控制方式，當電壓進一步上升時則采用半橋PFM控制。當輸入電壓為80 V時，相比于傳統(tǒng)LLC，變模態(tài)LLC效率提高了1.1%；當輸入電壓為60 V時，相比于傳統(tǒng)LLC，變模態(tài)LLC效率提高了2.3%。從曲線可以看出，采用變模態(tài)LLC后，相比于傳統(tǒng)LLC，整體效率提升了1.5%左右。

圖13　變模態(tài)LLC與傳統(tǒng)LLC效率對比Fig.13　Efficiency of changeable mode LLC compared with traditional LLC

5　結語

由于新能源發(fā)電具有輸出電壓范圍寬的特點，本文在此背景下提出了一種使用于寬輸入電壓范圍的LLC電路，當輸入電壓較低時采用全橋變頻控制，當輸入電壓增加到一個值時采用全橋PWM控制，當輸入電壓進一步增加時，采用半橋變頻控制。分析表明全橋與半橋拓撲的變換可以將輸入電壓范圍拓展一倍，在全橋與半橋間添加PWM控制則可以降低LLC的最大增益，有利于電路的優(yōu)化設計。通過實驗對比證明，采用變模態(tài)的LLC比傳統(tǒng)LLC在整體效率可提升1.5%左右。

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Variable Modal LLC Circuit Used in Design of Wide Input Voltage Range

XIE Jingjing，LYU Zhengyu
（College of Electrical Engineering，Zhejiang University，Hangzhou 310027，China）

In the new energy power generation system such as wind power，photovoltaic power generation system，the voltage output range is very wide，therefore a kind of variable modal LLC circuit is put forward，which the topology or control mode changes with the change of the input voltage.The circuit uses digital signal processor（DSP），which is simple and convenient and no need to add additional analog circuit.Through analysis，simulation and experiment validation，compared with the traditional LLC，variable modal LLC used in wide input variable can narrow the scope of frequency conversion and improve efficiency in the scope of whole input range.

variable modal LLC；pulse width modulation（PWM）control；wide input voltage；digital control

謝晶晶

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.20

TM 564

A

謝晶晶（1992-），女，碩士研究生，主要從事新能源小型光伏并網(wǎng)研究和DC-DC拓撲研究，E-mail：daxjj@zju.edu.cn。

2015-07-20

光寶基金資助項目；國家自然科學基金資助項目（51177148）。

Project Supported by Lite-On Technology Corporation；National Natural Science Foundation of China under Grant（51177148）.

呂征宇（1957-），男，通信作者，博士生導師，教授，主要從事高頻開關功率變換技術，計算機與人工智能在電力電子系統(tǒng)中的控制，電力電子功率變換與系統(tǒng)控制、電力電子器件及應用，電力電子在電力傳動與電力系統(tǒng)中應用，變拓撲柔性變流器理論方面研究工作，E-mail：eeluzy@cee.zju.edu.cn。