1.2MV·A混合鉗位五電平變流模塊的結(jié)構(gòu)布局優(yōu)化和疊層母排設(shè)計(jì)

董玉斐 羅皓澤 楊賀雅 何原明 李武華 何湘寧

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027）

1.2MV·A混合鉗位五電平變流模塊的結(jié)構(gòu)布局優(yōu)化和疊層母排設(shè)計(jì)

董玉斐 羅皓澤 楊賀雅 何原明 李武華 何湘寧

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027）

多電平技術(shù)是高壓大功率變流器的主要解決方案之一，由于電容電壓平衡及母排設(shè)計(jì)等技術(shù)問題的限制，三電平以上的二極管鉗位型NPC多電平系統(tǒng)在工業(yè)中應(yīng)用較少。為了促進(jìn)具有電容電壓自平衡能力的混合鉗位五電平拓?fù)涞拇蠊β使I(yè)應(yīng)用，針對(duì)混合鉗位五電平電路三相1.2MV·A應(yīng)用要求，進(jìn)行了單相變流模塊的結(jié)構(gòu)布局和疊層母排設(shè)計(jì)。首先研究了該拓?fù)錄_擊電流產(chǎn)生的根本原因及抑制方法，提出沖擊電流抑制對(duì)于結(jié)構(gòu)布局的要求；其次，結(jié)合沖擊電流抑制及NPC四電平電路對(duì)稱性特點(diǎn)，對(duì)混合鉗位五電平拓?fù)浯蠊β蕬?yīng)用的結(jié)構(gòu)布局方式進(jìn)行了工程設(shè)計(jì)；最后，在該布局方式下結(jié)合NPC四電平拓?fù)涞膿Q流特點(diǎn)，通過Ansoft Q3D軟件進(jìn)行了疊層母排的連接設(shè)計(jì)。最終研制出單相400kW變流模塊，測(cè)試結(jié)果表明其符合設(shè)計(jì)要求。

大功率變流模塊 混合鉗位五電平 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì) 疊層母排

0 引言

多電平技術(shù)是高壓大功率變流器的最主要解決方案之一[1-4]。其不僅解決了變流器輸出電壓高與功率半導(dǎo)體器件耐壓低之間的矛盾，并且提高了變流器的等效開關(guān)頻率，降低了輸出電壓THD，減小了輸出濾波器的成本及體積；相對(duì)于同等電壓等級(jí)下的兩電平變流器，多電平變流器的dv/dt大大減小，可以有效地防止電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組絕緣擊穿，改善了裝置的電磁干擾特性。

二極管鉗位多電平和級(jí)聯(lián)型多電平是目前中壓傳動(dòng)領(lǐng)域應(yīng)用最為廣泛的兩類多電平拓?fù)?。因?yàn)殡娙蓦妷浩胶鈫栴}，二極管鉗位型應(yīng)用多為三電平拓?fù)?，輸出電壓等?jí)一般為 4.16kV及以下[5,6]。而級(jí)聯(lián)型多電平電路需要多個(gè)獨(dú)立的直流電源，增加了系統(tǒng)體積及復(fù)雜度，并限制了其在背靠背系統(tǒng)中的應(yīng)用[7]。文獻(xiàn)[8]提出的混合鉗位五電平拓?fù)浣鉀Q了二極管鉗位多電平電路的電容電壓平衡問題，提高了電壓輸出等級(jí)，便于四象限運(yùn)行。文獻(xiàn)[9-11]分別對(duì)該混合鉗位五電平的調(diào)制方式、整流應(yīng)用及沖擊電流抑制方法進(jìn)行了研究。該拓?fù)湓谛」β蕵訖C(jī)實(shí)現(xiàn)效果良好，但若推廣到大功率應(yīng)用則面臨諸多挑戰(zhàn)。因?yàn)閷?duì)混合鉗位五電平拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)布局和母排設(shè)計(jì)而言，其不僅要減小電路中的雜散電感及解決高頻電流電容組內(nèi)的分布不均問題[12]，而且要兼顧該拓?fù)涞臎_擊電流抑制。高頻電流分布不均、沖擊電流以及雜散電感導(dǎo)致的電壓過沖均嚴(yán)重威脅變流器的安全穩(wěn)定運(yùn)行[13]。鑒于本拓?fù)錇槎嚯娖诫娐?，參與換流過程的功率器件數(shù)目較多，結(jié)構(gòu)布局對(duì)于母排設(shè)計(jì)結(jié)果更有重要影響，因此如何優(yōu)化變流模塊結(jié)構(gòu)布局和母排設(shè)計(jì)，同時(shí)確保沖擊電流的有效抑制是該拓?fù)湓诖蠊β蕬?yīng)用中的核心技術(shù)。

本文從混合鉗位五電平電路沖擊電流產(chǎn)生的機(jī)制入手，分析了不同結(jié)構(gòu)布局下電感元件對(duì)于變流器性能的影響，確定一種便于沖擊電流抑制及母排設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)布局方式。進(jìn)而根據(jù)該結(jié)構(gòu)布局的特點(diǎn)，重點(diǎn)對(duì)其中的 NPC四電平拓?fù)涞寞B層母排進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)。最終研制出單相400kV·A混合鉗位五電平變流模塊，且實(shí)驗(yàn)表明設(shè)計(jì)結(jié)果良好。

1 混合鉗位五電平工作原理分析及變流模塊參數(shù)設(shè)計(jì)

1.1混合鉗位五電平拓?fù)涞墓ぷ髟?/p>

圖1為混合鉗位五電平單相拓?fù)洹Ｅc傳統(tǒng)二極管鉗位五電平拓?fù)湎啾?，靠近母線電容Cd1～Cd4的6個(gè)鉗位二極管由鉗位開關(guān)管 Sc1～Sc6代替，在相鄰的兩個(gè)鉗位開關(guān)管Sc1和Sc2、Sc3和Sc4、Sc5和Sc6兩端并聯(lián)鉗位電容 Cc1～Cc3，以實(shí)現(xiàn)電壓鉗位及電容電壓自平衡。圖中 Sa1～Sa8為主開關(guān)管，用以實(shí)現(xiàn)期望的電壓輸出。

電容電壓自平衡功能是通過鉗位開關(guān)管 Sc1～Sc6和鉗位電容 Cc1～Cc3實(shí)現(xiàn)的。根據(jù)文獻(xiàn)[7]中的開關(guān)規(guī)則，Sa1導(dǎo)通時(shí)，Sc2、Sc4和Sc6同時(shí)導(dǎo)通，則鉗位電容Cc1～Cc3分別與母線電容Cd1～Cd3并聯(lián)，故有 UCd1=UCc1、UCd2=UCc2及 UCd3=UCc3；當(dāng) Sa1關(guān)斷時(shí)，Sc1、Sc3和Sc5同時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)鉗位電容Cc1～Cc3分別與母線電容Cd2～Cd4并聯(lián)，因此UCd2=UCc1、UCd3=UCc2及UCd4=UCc3， 由 此 可 得UCd1= UCd2=UCd3=UCd4。因此對(duì)于該拓?fù)渲灰ＷC每個(gè)開關(guān)周期內(nèi) Sa1開關(guān)一次即可實(shí)現(xiàn)直流母線側(cè)電容的電壓平衡，電壓自平衡原理如圖2所示。

圖1　混合鉗位五電平單相拓?fù)銯ig.1 Hybrid clamped 5-level topology (one phase)

圖2　電壓自平衡原理示意圖Fig.2 Self-balance mechanism of DC voltage

1.2變流模塊的參數(shù)設(shè)計(jì)

對(duì)于三相混合鉗位五電平而言，除直流母線電容三相共用之外，每一相橋臂其他元器件均為各相獨(dú)立且易于模塊化設(shè)計(jì)。因此三相1.2MV?A混合鉗位五電平變流模塊的關(guān)鍵在于單相400kV?A變流模塊的設(shè)計(jì)，該單相變流模塊的參數(shù)見表1。

表1　單相變流模塊的相關(guān)參數(shù)Tab.1 Parameters of one phase converter module

2 結(jié)構(gòu)布局對(duì)變流器性能的影響分析

2.1沖擊電流產(chǎn)生原因

混合鉗位五電平拓?fù)涞碾娙蓦妷浩胶馔ㄟ^母線電容與鉗位電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)。雖然理論上通過電容并聯(lián)必然可以實(shí)現(xiàn)電壓平衡，但兩個(gè)電壓不相等的電容并聯(lián)必然產(chǎn)生電流沖擊，并且輸出功率越大沖擊電流越大。因此對(duì)于大功率應(yīng)用而言，沖擊電流的產(chǎn)生原因及影響必須進(jìn)行分析。圖3表示任意一個(gè)開關(guān)狀態(tài)中一對(duì)并聯(lián)電容的等效電路，為了方便理解，以Cd1與Cc1的并聯(lián)情況為例進(jìn)行分析。其中功率器件等效為理想元件，Lr與Rr為并聯(lián)電路中等效的電感與電阻，v1、v2、v3和 v4分別代表母線電容電壓、電阻電壓、電感電壓和鉗位電容電壓，i為電路中的沖擊電流，則根據(jù)基爾霍夫電壓、電流定律得

圖3　并聯(lián)電容等效電路Fig.3 Equivalent circuit of parallel capacitors

該電路模態(tài)初始時(shí)刻各元件的狀態(tài)為求解微分方程的初始條件，則求解微分方程可得

式中，參數(shù)A、A′、a和ω 分別為

高頻大幅值的沖擊電流不僅易導(dǎo)致鉗位 IGBT模塊的過電壓和過電流，而且易引起電容組的發(fā)熱不均、等效容值降低等問題，降低變流模塊的可靠性。因此400kV·A變流模塊的結(jié)構(gòu)布局設(shè)計(jì)必須能夠?qū)_擊電流進(jìn)行抑制，并且最大程度減小沖擊電流對(duì)變流模塊的影響。

2.2結(jié)構(gòu)布局對(duì)變流模塊性能的影響分析

根據(jù)上節(jié)的分析，為了減小本拓?fù)潆妷浩胶膺^程中引起的沖擊電流，需在該電路拓?fù)渲幸胼^大的電感。然而對(duì)于電力電子電路而言，應(yīng)該盡量減小換流回路中的雜散電感，以降低功率器件的關(guān)斷電壓過沖。

圖4為加入緩沖電感的混合鉗位五電平電路，其中+2、+1、0、-1、-2代表五個(gè)電平輸出，每個(gè)電平幅值為 Vdc，Ls1代表加在鉗位電容 Cc1～Cc3與鉗位IGBT Sc1～Sc6之間的4個(gè)緩沖電感，s1L′代表加在母線電容Cd1～Cd4與鉗位IGBT之間的3個(gè)緩沖電感。為了限制沖擊電流，緩沖電感可以只加在Ls1位置或只加在s1L′位置或 Ls1及s1L′均加入緩沖電感。當(dāng)變流器向外輸出電流電平由+2向+1跳變時(shí)，換流回路如圖中點(diǎn)劃線框所示，不論緩沖電感處于Ls1還是s1L′所示位置，其均處于換流回路中，換流電流導(dǎo)致電感上產(chǎn)生感應(yīng)電壓ΔV=Lsdi/dt，因此Sa1的關(guān)斷電壓為 Vdc+ΔV。從而引起 Sa1過電壓，故該種結(jié)構(gòu)布局方式不適合實(shí)際的大功率應(yīng)用。

圖4　加入緩沖電感的原始布局換流示意圖Fig.4 Commutation mechanism after utilizing buffer inductance in the original lay out

通過上述的討論可知，緩沖電感處于換流回路中是引起部分器件產(chǎn)生過電壓，變流模塊可靠性降低的根本原因。通過調(diào)整功率器件的位置，結(jié)合緩沖電感的合理布局可以實(shí)現(xiàn)緩沖電感不在換流回路中的目標(biāo)，如圖5所示。新的結(jié)構(gòu)布局把圖4中所示的Sa1與Sa8移至鉗位IGBT側(cè)，緩沖電感在鉗位IGBT與鉗位電容之間。在該結(jié)構(gòu)布局下，該拓?fù)淇傻刃殡娙蓦妷鹤云胶怆娐泛?NPC四電平電路的組合。NPC四電平電路負(fù)責(zé)電平輸出產(chǎn)生，其器件動(dòng)作規(guī)律與傳統(tǒng)四電平相同。而電容電壓自平衡電路負(fù)責(zé)電容電壓自平衡，其橋臂鉗位 IGBT任意相鄰的兩個(gè)互補(bǔ)工作。根據(jù)文獻(xiàn)[11]可知，該拓?fù)湓谌我鈨蓚€(gè)相鄰模態(tài)轉(zhuǎn)換過程中只有一對(duì)互補(bǔ)的開關(guān)器件動(dòng)作，存在電容電壓自平衡電路內(nèi)的器件互補(bǔ)動(dòng)作NPC四電平電路狀態(tài)不變，或者NPC四電平內(nèi)器件互補(bǔ)動(dòng)作電容電壓自平衡電路狀態(tài)不變兩種情況。因此每一次模態(tài)轉(zhuǎn)換對(duì)應(yīng)的換流回路只包含在電容電壓自平衡電路內(nèi)部或 NPC四電平電路內(nèi)部，其各自的換流回路不包含緩沖電感Ls1～Ls4，因此換流回路中雜散電感引起的電壓過沖只取決于電容電壓自平衡電路與 NPC四電平電路的母排設(shè)計(jì)情況，而與緩沖電感 Ls1～Ls4的大小無關(guān)。綜上所述，圖5所示的結(jié)構(gòu)布局方便加入緩沖電感進(jìn)行沖擊電流抑制，同時(shí)緩沖電感不會(huì)引起元器件的電壓過沖，適合大功率應(yīng)用。

圖5　適合大功率應(yīng)用的結(jié)構(gòu)布局Fig.5 Layout designed for high power application

2.3高頻電流的工程抑制方法

對(duì)于混合鉗位五電平而言，高頻電流包括換流過程產(chǎn)生的電流和沖擊電流兩部分。高頻電流不僅易造成功率器件過壓而且易造成電容組發(fā)熱不均，降低電容的壽命，另外大的沖擊電流容易造成功率器件過電流損壞。對(duì)于高頻電流造成的電容組發(fā)熱不均，首先對(duì)于電容之間的連接采用母排設(shè)計(jì)，減小電容之間寄生電感，減小高頻電流在電容組之間的不均衡程度。其次在電容組靠近功率器件一側(cè)加裝吸收電容，減小流經(jīng)電容組的高頻電流總量，如圖5所示。為了抑制沖擊電流，緩沖元件采用純電感抑制。為了減小電感體積及其EMI干擾，緩沖電感采用鐵心電感。

3 疊層母排工程化設(shè)計(jì)

疊層母排設(shè)計(jì)可以有效地減小回路的雜散電感，是大功率變流模塊設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。對(duì)于混合鉗位五電平變流模塊而言，母排設(shè)計(jì)包括電容電壓自平衡電路母排設(shè)計(jì)和 NPC四電平電路母排設(shè)計(jì)兩部分。電容電壓自平衡電路的換流回路與兩電平類似，其結(jié)構(gòu)布局及母排設(shè)計(jì)可參照兩電平母排設(shè)計(jì)[14]。下面重點(diǎn)介紹NPC四電平的疊層母排設(shè)計(jì)。

3.1NPC四電平電路的換流特性分析

由文獻(xiàn)[15]可知：對(duì)于NPC四電平而言，其電路模態(tài)共有四種。圖6中+2～?1代表NPC輸出的四個(gè)電平，每種電平對(duì)應(yīng)一個(gè)電路模態(tài)，①～⑩代表功率器件之間的連接銅排，定義圖中變流器向外輸出電流的方向?yàn)殡娏髡较?。?duì)NPC電路而言，同一個(gè)電路模態(tài)，其輸出電流方向正負(fù)不同時(shí)，電流通過的路徑不同。例如圖6中虛線所示為電路模態(tài)為0電平時(shí)兩種電流輸出路徑。據(jù)此可知NPC四電平共有6個(gè)不同的換流回路，12種不同的換流模態(tài)。每種換流模態(tài)所對(duì)應(yīng)的器件動(dòng)作情況及高頻電流所流經(jīng)的換流回路見表2。

圖6　NPC四電平拓?fù)銯ig.6 NPC 4-level topology

表2　NPC四電平的換流特性Tab.2 Commutation characteristics of NPC 4-level

（續(xù)）

3.2NPC四電平功率器件的布局設(shè)計(jì)

根據(jù)表2中各換流回路流經(jīng)的功率器件及銅排，并對(duì)照?qǐng)D6可知換流回路Ⅰ與換流回路Ⅵ關(guān)于銅排⑦對(duì)稱，換流回路Ⅱ與換流回路Ⅴ及換流回路Ⅲ與換流回路Ⅳ亦關(guān)于銅排⑦對(duì)稱。進(jìn)一步觀察可以發(fā)現(xiàn)功率器件Sa1與Sa6、Sa2與Sa5及Sa3與Sa4也關(guān)于銅排⑦所在的軸線對(duì)稱，因此四電平拓?fù)溥M(jìn)行布局設(shè)計(jì)時(shí)功率半導(dǎo)體器件按照電路連線⑦的對(duì)稱形式擺放。對(duì)稱的器件布局有利于簡(jiǎn)化多電平的母排設(shè)計(jì)，便于母排走線，最終NPC四電平的器件布局如圖7所示。

圖7　NPC四電平的結(jié)構(gòu)布局Fig.7 Placement of power devices in NPC 4-level

3.3疊層母排的連接設(shè)計(jì)

連接設(shè)計(jì)與母排能否良好疊層直接相關(guān)，而通過母排設(shè)計(jì)使每個(gè)換流回路均實(shí)現(xiàn)良好疊層是有效減小其雜散電感的關(guān)鍵[16]。對(duì)于兩電平拓?fù)?，器件少母排連線簡(jiǎn)單，兩層銅排即可實(shí)現(xiàn)拓?fù)涞倪B接以及各換流回路的有效疊層。多電平拓?fù)淦骷^多，銅排走線復(fù)雜，很難僅以兩層銅排實(shí)現(xiàn)所有回路連接的同時(shí)保證各換流回路均有效疊層。故多電平一般采用多層母排連接[17,18]，本拓?fù)洳捎盟膶幽概胚B接。由表2可知，換流回路Ⅱ～Ⅴ均包含銅排⑦，因此對(duì)于Ⅱ～Ⅴ四個(gè)回路而言，電路連線⑦可作為公共的母線銅排，即對(duì)于以上4個(gè)換流回路均可以通過將銅排⑦單獨(dú)作為一層，將換流回路內(nèi)除⑦外的其他銅排置于其他層，來實(shí)現(xiàn)換流回路的良好疊層。故連線⑦的銅排基本覆蓋整個(gè)變流模塊，且位于相對(duì)中間位置的第三層，如圖8b所示。對(duì)于銅排①⑥、②⑤、③④其分別關(guān)于銅排⑦軸線中心對(duì)稱，因此其布局如圖8d和圖8a所示，與銅排⑦處于不同層，并關(guān)于銅排⑦軸線中心對(duì)稱。銅排⑧⑨⑩在上述銅排連接方式確定的前提下，根據(jù)器件的布局情況，連接情況如圖8a、圖8c和圖8d所示。

圖8　NPC四電平疊層母排三維結(jié)構(gòu)Fig.8 Four-level NPC lamination structure

最終NPC四電平模塊的設(shè)計(jì)結(jié)果如圖9所示，混合鉗位五電平變流模塊設(shè)計(jì)結(jié)果如圖10所示。

圖9　NPC四電平樣機(jī)Fig.9 Prototype of NPC 4-level

圖10　混合鉗位五電平樣機(jī)Fig.10 Prototype of hybrid clamped 5-level

4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

因?yàn)镹PC四電平功率器件多、換流路徑復(fù)雜。因此首先通過對(duì)變流器的雙脈沖測(cè)試[19]驗(yàn)證其結(jié)構(gòu)及母排設(shè)計(jì)的性能。

變流器的雙脈沖測(cè)試實(shí)驗(yàn)中每個(gè)母線電容的電壓為400V，負(fù)載電感為1.5mH，負(fù)載電流為100A。功率器件Sa3的關(guān)斷電壓、電流波形如圖11所示，其關(guān)斷電壓過沖為Vov=180V，對(duì)應(yīng)的電流下降時(shí)間為T=250ns，則Sa3關(guān)斷所在的電流回路Ⅲ寄生電感Lr計(jì)算式為

根據(jù)式（4）及NPC四電平模塊中其他功率器件的關(guān)斷電壓波形，可以計(jì)算得到NPC其他換流回路的寄生電感，見表3。由表3可知：除Ⅵ回路測(cè)試值偏大之外，其他回路的仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本一致，但測(cè)試值均大于仿真值。其原因在于測(cè)得的回路雜散電感包括：母排的雜散電感、IGBT及二極管模塊內(nèi)的電感及連接處的電感三部分。在通過仿真計(jì)算回路總電感時(shí)，母排電感由Ansoft軟件仿真得到，功率模塊內(nèi)的電感參考器件手冊(cè)，連接處電感取為經(jīng)驗(yàn)值。因該母排安裝點(diǎn)較多且缺少安裝經(jīng)驗(yàn)，故連接處的實(shí)際電感偏大，而且測(cè)量值相對(duì)計(jì)算值偏大，Ⅵ回路誤差偏大主要因?yàn)榘惭b接觸面太小。雖然如此測(cè)得的回路電感值仍然滿足本NPC四電平變流模塊設(shè)計(jì)中母排的技術(shù)指標(biāo)。

圖11　Sa3的關(guān)斷電壓、電流波形Fig.11 Turn-off current and voltage waveforms of Sa3

表3　NPC四電平回路雜散電感實(shí)驗(yàn)與仿真對(duì)比Tab.3 Comparison between experiment and simulation

本樣機(jī)在母線電壓為 2 000V的情況下進(jìn)行了電抗負(fù)載實(shí)驗(yàn)。其輸出電壓、電流波形如圖12所示，輸出電流峰值為100A。該工況下各個(gè)功率器件的最高電壓過沖在 200V以內(nèi)，由此可見緩沖電感的引入未造成變流器內(nèi)部器件電壓過沖的增加。

圖12　電感負(fù)載電壓、電流輸出波形Fig.12 Output waveforms of inductance load

5 結(jié)論

本文針對(duì)混合鉗位五電平拓?fù)?1.2MV·A大功率應(yīng)用場(chǎng)合，進(jìn)行了單相變流模塊的結(jié)構(gòu)布局優(yōu)化及疊層母排設(shè)計(jì)。該拓?fù)錈o需復(fù)雜控制算法即可實(shí)現(xiàn)電容電壓任意負(fù)載情況下自平衡。本文首先研究了該拓?fù)浯蠊β蕬?yīng)用中沖擊電流問題產(chǎn)生的原因及抑制方法，其次結(jié)合便于沖擊電流抑制及母排設(shè)計(jì)的原則進(jìn)行了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)布局的工程優(yōu)化設(shè)計(jì)，最后以四電平電路為例進(jìn)行了多器件、復(fù)雜換流回路的多電平拓?fù)浏B層母排設(shè)計(jì)，研制出一臺(tái)單相 400kV·A混合鉗位五電平變流模塊。最終通過雙脈沖測(cè)試及電感性負(fù)載測(cè)試驗(yàn)證了設(shè)計(jì)結(jié)果。

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Engineering Design for Structure and Bus Bar of 1.2MV·A Hybrid Clamped Five-Level Converter Module

Dong Yufei Luo Haoze Yang Heya He Yuanming Li Wuhua He Xiangning
（College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China）

Multilevel is a key technology to high power converters. Limited by the technical problems such as DC voltage unbalance and bus bar design, only the NPC three-level is widely used in industry for neutral point clamped multilevel topology. The hybrid clamped five-level is a novel topology in which DC voltage can be self-balanced. To promote this topology’s application, engineering design for structure and bus bar of a 1.2MV·A converter module is discussed in this paper. The mechanism and limitation methods of the surge current in this topology are first studied. Then the structure and layout design are carried out following the principle that surge current is easy to restrain and bus bar is easy to design. Finally the laminated bus bar is presented and simulated through Ansoft Q3D, and the 400 kW one phase prototype is completed. Consequently, the experimental results have verified the structure and bus bar.

High power converter module, hybrid clamped 5-level, structure design, bus bar

TM46

董玉斐 男，1990年生，博士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖郊夹g(shù)及其應(yīng)用。

E-mail: dyf_school@zju.edu.cn（通信作者）

羅皓澤 男，1986年生，博士研究生，研究方向?yàn)榇蠊β?IGBT測(cè)試及失效分析。

E-mail: luohaoze@163.com

國家重點(diǎn)基礎(chǔ)研究發(fā)展計(jì)劃（973計(jì)劃）項(xiàng)目子課題（2014CB-247400）和國家自然科學(xué)基金（51490682）資助項(xiàng)目。

2014-04-22 改稿日期 2015-07-06