應用于寬帶功率放大器的開關(guān)電容調(diào)諧技術(shù)

李 紅，徐元中

（1.華中科技大學計算機科學與技術(shù)學院，武漢 430074；2.湖北工業(yè)大學a.計算機科學與技術(shù)學院；b.太陽能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心，武漢 430068）

應用于寬帶功率放大器的開關(guān)電容調(diào)諧技術(shù)

李 紅1，2a，徐元中2b

（1.華中科技大學計算機科學與技術(shù)學院，武漢 430074；2.湖北工業(yè)大學a.計算機科學與技術(shù)學院；b.太陽能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心，武漢 430068）

設(shè)計了一種工作于0.7～3GHz、最高輸出功率為23.6dBm的CMOS（互補式金屬氧化物半導體）寬帶PA（功率放大器），該PA由單級放大器組成，采用全差分Cascode電路結(jié)構(gòu)。PA的輸入、輸出端均采用開關(guān)電容并聯(lián)片上變壓器的形式實現(xiàn)寬帶匹配，通過數(shù)字信號控制改變?nèi)葜荡笮?，進而調(diào)諧PA的工作頻點，實現(xiàn)寬帶工作范圍。該PA基于TSMC 0.18μm CMOS工藝模型進行設(shè)計，采用Agilent ADS軟件進行PA性能仿真和片上變壓器的設(shè)計。版圖仿真結(jié)果表明：在0.7～3GHz頻段內(nèi)，PA的輸入完全匹配（S11＜-10dB），小信號增益S21在1.7GHz達到27dB，芯片面積僅為0.75mm2。

互補式金屬氧化物半導體；功率放大器；開關(guān)電容；寬帶匹配

0 引 言

隨著無線通信協(xié)議的不斷增加，頻率資源日益緊張，目前常見通信協(xié)議的工作頻率范圍為0.7～3GHz。如何設(shè)計一個多頻段寬帶的單片收發(fā)器并可同時兼容以上所有協(xié)議極為重要，這樣將大大降低應用難度，節(jié)省設(shè)計成本。寬帶收發(fā)器的設(shè)計難點在于射頻前端，尤其是發(fā)射鏈路中的PA（功率放大器）。寬帶PA的常見設(shè)計方案有分布式［1］、傳輸線變壓器［2］、帶通濾波匹配網(wǎng)絡(luò)［3］和開關(guān)電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)［4］等。本文設(shè)計的寬帶PA采用開關(guān)電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，通過開關(guān)的狀態(tài)變化調(diào)整PA的工作頻率范圍。該PA基于TSMC 0.18μm 1P6MCMOS（互補式金屬氧化物半導體）工藝模型進行設(shè)計，版圖仿真結(jié)果表明，PA的工作頻率范圍為0.7～3GHz，全頻段內(nèi)PA的發(fā)射功率大于1 5dBm，增益大于20dB，適用于寬帶多頻段CMOS收發(fā)器的設(shè)計。

1 開關(guān)電容調(diào)諧電路

開關(guān)電容調(diào)諧電路廣泛應用于射頻集成電路的設(shè)計，如PA［4］和VCO（壓控振蕩器）［5］等，將開關(guān)電容陣列和片上變壓器并聯(lián)，等效為可變電感，常用來擴展VCO的頻率調(diào)諧范圍［5］，如圖1所示。其中L1、L2分別為片上變壓器的主、次級線圈等效電感，C1、C2為可變電容陣列，組成一個頻率可調(diào)的諧振。

圖1　基于可變電容的變壓器諧振網(wǎng)絡(luò)

假設(shè)變壓器主線圈的電壓、電流分別為V1、I1，次線圈的電壓、電流分別為V2、I2，推導片上變壓器的二端口阻抗矩陣如下：

式中，k為片上變壓器的耦合系數(shù)；ω為開關(guān)電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率。

加入C1、C2后，進一步推導諧振網(wǎng)絡(luò)的二端口阻抗矩陣如下：

當Zresonator=0時，可以計算出ω值，如式（3）～（6）所示，改變C1、C2的大小時，ω也相應發(fā)生變化。

當L1=L2=1nH、k=0.8，C1、C2由0.1～20pF時，ω的變化趨勢如圖2所示。由圖2可知，改變C1、C2可以實現(xiàn)1.714 2～234.508GHz范圍的諧振頻率。在實際設(shè)計過程中，需要根據(jù)頻率范圍設(shè)計片上變壓器的尺寸和電容陣列的大小。

將基于開關(guān)電容的諧振網(wǎng)絡(luò)應用于PA的輸入、輸出端，結(jié)合片上變壓器的設(shè)計，可以實現(xiàn)寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)，擴展PA的工作頻率范圍。

2 寬帶功率放大器的設(shè)計

圖3所示為本文提出的寬帶PA電路，PA的主放大電路采用全差分的Cascode結(jié)構(gòu)，其原因是：避免MOS（金屬氧化物半導體）管被擊穿，增加PA的增益，降低偶次諧波的干擾。輸入端采用主次線圈比為3∶4的片上變壓器，尺寸為150μm×260μm，可變電容加在變壓器的主線圈；輸出端采用主次線圈比為4∶3的片上變壓器，尺寸為170μm× 260μm，可變電容加在變壓器的主線圈。輸入調(diào)諧電容采用3位數(shù)字信號控制，輸出調(diào)諧電容采用5位數(shù)字信號控制。電容的大小成等比數(shù)列取值。以上兩個片上變壓器還實現(xiàn)單端、差分信號之間的轉(zhuǎn)換，方便版圖設(shè)計和測量。

圖2　諧振頻率ω隨電容值大小改變的關(guān)系

圖3　寬帶PA的電路原理圖

寬帶PA的版圖基于TSMC 0.18μm 1P6M RFCMOS工藝設(shè)計，芯片面積為1.5mm× 0.5mm。輸入、輸出信號通過截距為100μm的GSGSG焊盤和探針相接，實現(xiàn)在片測量，避免封裝引入的寄生參數(shù)對頻率范圍造成影響。

輸入變壓器的次級線圈中心作為Cascode共源管的柵端偏置電壓接入點，輸出變壓器的主線圈中心作為Cascode共柵管的漏端電源電壓接入點。隨著輸入信號功率的增大，PA的瞬時電流隨之上升，輸出變壓器的設(shè)計需要考慮金屬耐流問題，主次線圈均采用頂層超厚金屬層，交叉跳線采用多層金屬并聯(lián)走線，降低線圈的等效電阻。

在PA芯片的測量過程中，共源管的源端通過金線接地，金線引入的寄生電感會降低PA的增益和線性度，版圖中加入多個接地焊盤，采用多條金線并聯(lián)的形式降低源端寄生電感值大小。

3 仿真結(jié)果與分析

對寬帶PA進行仿真。首先進行小信號S參數(shù)仿真，輸入信號功率為-30dBm，仿真結(jié)果如圖4所示。在0.7～3GHz頻率范圍內(nèi)，S21均大于20dB，最大值達到27dB；S11均小于-10dB，輸入阻抗匹配；在0.7～1.1GHz頻率范圍內(nèi)，S22大于-10dB，其余頻率點均實現(xiàn)匹配。由于PA的輸出等效阻抗隨信號功率的變化而變化，S22很難實現(xiàn)完全匹配，而采用有源負載調(diào)制技術(shù)可以解決這一問題，后期測量過程中在PCB（印刷電路板）上加入可變電容、可變電感實現(xiàn)S22匹配。

圖4　寬帶PA的S參數(shù)仿真結(jié)果

然后對寬帶PA進行大信號仿真。從0.7～3GHz頻率范圍內(nèi)取6個點進行仿真，輸入信號功率范圍為-30～0dBm，不同頻點處，PA的功率增益變化情況如圖5所示?？梢钥吹剑?.2GHz處，PA的增益最大，達到26.4dB，同時計算PA的最高輸出功率為23.6dBm。由于PA為單級放大結(jié)構(gòu)，增益隨輸入功率增加而下降，輸入1dB壓縮點為-18dBm。

圖5　寬帶PA的功率增益仿真結(jié)果

本文設(shè)計的寬帶PA與文獻［1］～［4］方案的性能對比如表1所示，可以看到，該PA芯片面積小，可集成于寬帶CMOS收發(fā)器中。

表1　本文設(shè)計的寬帶PA與其他方案的性能對比

4 結(jié)束語

通過開關(guān)可變電容陣列與片上變壓器并聯(lián)形成諧振網(wǎng)絡(luò)，數(shù)字信號控制電容陣列的容值大小，調(diào)節(jié)諧振網(wǎng)絡(luò)的工作頻率，在PA的輸入、輸出端加入以上諧振網(wǎng)絡(luò)，可實現(xiàn)寬帶阻抗匹配。基于TSMC 0.18μm 1P6MRFCMOS工藝設(shè)計了一個工作頻率范圍為0.7～3GHz的寬帶PA，該PA的最高輸出功率可達23.6dBm，芯片面積僅為0.75mm2，適用于多頻段寬帶發(fā)射機的設(shè)計。

［1]AHN H，ALLSTOT D J.A 0.5-8.5-GHz fully differential CMOS distributed amplifier［J］.IEEE J Solid-State Circuits，2002，37（8）：985-993.

［2]RODERICK J，HASHEMI H.A 0.13μm CMOS Power Amplifier with Ultra-Wide Instantaneous Bandwidth for Imaging Applications［C］//IEEE International Solid-State Circuits Conference 2009.San Francisco，US：IEEE，2009：374-375.

［3]WANG H，SIDERIS C，HAJIMIRI A.A CMOS broadband power amplifier with a transformer-based high-order output matching network［J］.IEEE J Solid-State Circuits，2010，45（12）：2709-2722.

［4]IMANISHI D，OKADA K，MATSUZAWA A.A 0.9 -3.0GHz Fully Integrated Tunable CMOS Power Amplifier for Multi-Band Transmitters［C］//IEEE Asian Solid-State Circuits Conference 2009.Taipei，Taiwan：IEEE，2009：253-256.

［5]BEVILACQUA A，PAVAN F P，SANDNER C，et al.Transformer-based dual-mode voltage-controlled oscillators［J］.IEEE Trans Circuits Syst II，Exp Briefs，2007，54（4）：293-297.

Switched-Capacitors Resonator Applied in Wideband Power Amplifier Design

LI Hong1，2a，XU Yuan-zhong2b
（1.School of Computer Science and Technology，Huazhong University of Science and Technology，Wuhan 430074，China；2.Hubei University of Technology a.College of Computer Science and Technology；Hubei Collaborative Innovation Center for High-efficiency Utilization of Solar Energy，Wuhan 430068，China）

A wideband CMOS Power Amplifier（PA）operating from 700MHz to 3GHz with 23.6dBm maximum output power is presented in this paper.The PA consists of a single-stage amplifier with fully differential cascode topology.On-chip transformers paralleled with switched-capacitors are applied in the input and output of this PA.The wideband input and output matches are realized by digitally controlling the states of switches to change the value of capacitors，while tuning the operating frequency of this PA to realize wide range operation.This wideband PA including on-chip transformers is designed based on TSMC 0.18μm CMOS model and simulated using Agilent＇s ADS.Layout＇s post-simulation results indicate that the input match S11is perfectly matched（less than-10dB）from 700MHz to 3GHz and the gain of S21reaches 27dB at 1.7GHz with only 0.75 mm2chip area.

CMOS；power amplifier；switched-capacitors；wideband match

TN432

A

1005-8788（2016）02-0044-03

10.13756/j.gtxyj.2016.02.014

2016-01-05

國家自然科學基金資助項目（61170135）；湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心開放基金資助項目（HBSKFZD2014010）

李紅（1981-），女，湖北武漢人。講師，在讀博士，主要從事計算機體系結(jié)構(gòu)和集成電路的研究工作。