二次型CCM Buck變換器的電流應(yīng)力及效率分析

馮金芝，李增輝

(上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院，上海 200093)

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二次型CCM Buck變換器的電流應(yīng)力及效率分析

馮金芝，李增輝

(上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院，上海 200093)

二次型DC-DC變換器拓寬了變換器輸入到輸出電壓的傳輸比，提高了高傳輸比場(chǎng)合下的傳輸效率，與傳統(tǒng)變壓器相比因?yàn)閮?chǔ)能元件的增加電路功耗也會(huì)增大。為具體分析其工作過程中的功耗，文中考慮了儲(chǔ)能元件的內(nèi)阻等因素，通過計(jì)算各元器件電流應(yīng)力推導(dǎo)出功耗，并研究了變換器工作效率及各個(gè)工作參數(shù)之間的關(guān)系，并通過仿真驗(yàn)證了理論分析的正確性。

二次型Buck變換器；穩(wěn)態(tài)特性；電流應(yīng)力；效率分析

隨著電動(dòng)汽車以及太陽能新興產(chǎn)業(yè)的發(fā)展[3]，對(duì)于變換器的電壓傳輸比也提出了更高的要求。傳統(tǒng)的直流變換器因其變壓比過低會(huì)在大傳輸比場(chǎng)合效率較差，文獻(xiàn)[4]提出了二次型直流變換器，并討論了各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可能性。二次型變換器技術(shù)的成熟必然會(huì)帶來更廣泛的應(yīng)用，兩級(jí)變換級(jí)聯(lián)意味著更多儲(chǔ)能元件的充放電以及半導(dǎo)體開關(guān)器件閉合導(dǎo)通勢(shì)必帶來比傳統(tǒng)直流變換器更多的功耗。

文獻(xiàn)[2]具體分析了二次型CCM Buck的3種工作模態(tài)，以及3種模態(tài)的工作原理，建立了平均狀態(tài)空間等效模型，研究了其穩(wěn)態(tài)特性及各參數(shù)之間的關(guān)系。而本文將詳細(xì)分析穩(wěn)態(tài)電壓傳輸比，具體討論各參數(shù)和電壓傳輸比的關(guān)系，進(jìn)一步通過計(jì)算電路各元件的功耗研究其工作效率和電路參數(shù)之間的關(guān)系。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證理論的正確性。

1　二次型CCM Buck變換器

二次型CCM Buck變換器電路拓?fù)淙鐖D1所示。為便于分析，本文假設(shè)：(1)變換器的開關(guān)頻率為f，開關(guān)周期為TS，開關(guān)管的導(dǎo)通占空比為D，變換器開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于各器件特征頻率；(2)所有被動(dòng)器件均保持線性工作，元件特性不隨時(shí)間和溫度變化；(3)變換器工作在連續(xù)導(dǎo)電模式。

圖1　二次型Buck變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

二次型CCM Buck變換器的工作根據(jù)二極管D2是否與開關(guān)管T同步分為3種工作模態(tài)，非同步的兩種模態(tài)因?yàn)楣ぷ鬟^程復(fù)雜，且在開關(guān)管T導(dǎo)通階段電感電流非線性工作，工作狀態(tài)不穩(wěn)定[4]。因此，本文選取二極管D2與開關(guān)管T同步的工作模態(tài)作為研究對(duì)象，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為DTS，電感放電時(shí)間為(1-D)TS。在此模態(tài)下二次型Buck變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有兩個(gè)穩(wěn)態(tài)階段，如圖2所示。

圖2　二次型CCM Buck電路在同步模態(tài)下兩個(gè)穩(wěn)態(tài)工作階段

(1)工作階段1(0 ≤t≤DTS)。如圖2(a)所示，開關(guān)管T導(dǎo)通，輸入電壓源VIN和電容C1給負(fù)載供電，二極管D1導(dǎo)通，D2和D3承受反向電壓關(guān)斷，電感電流iL1和iL2線性上升；

(2)工作階段2(DTS≤t≤TS)。如圖2(b)所示，開關(guān)管T關(guān)斷，二極管D2關(guān)斷，二極管D1和D3分別導(dǎo)通，給電感L1和L2提供續(xù)流通路，電感電流iL1和iL2線性下降。

2　電流應(yīng)力及效率分析

2.1變換器電流應(yīng)力及損耗分析

二次型CCM Buck變換器的工作過程中會(huì)發(fā)生周期的能量轉(zhuǎn)換，這其中開關(guān)管和二極管的開閉會(huì)引起電流應(yīng)力導(dǎo)致導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗[7]。本文主要分析導(dǎo)通損耗，需要考慮的主要電流應(yīng)力是：(1)Irms,電流有效值，決定電感電容及開關(guān)管的導(dǎo)通損耗；(2)Iavg,電流均值，決定二極管的導(dǎo)通損耗。實(shí)際電路中半導(dǎo)體器件總會(huì)存在因其制造工藝而存在的損耗，比如電感的等效串聯(lián)電阻等，因此考慮了半導(dǎo)體器件導(dǎo)通壓降以及內(nèi)阻的非理想電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

(1)第一級(jí)Buck拓?fù)洌捍颂帗p耗僅考慮電感繞線電阻，經(jīng)過電阻L1的電流為[5]

iL1=DiL2=DI0

(1)

所以電感L1電流均方根值為

IL1rms=DI0

(2)

L1等效串聯(lián)電阻rL1產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗

(3)

經(jīng)過二極管D1的電流為

(4)

所以二極管電流均方根值為

(5)

可得D1正向?qū)娮璧膿p耗為

(6)

經(jīng)過二極管D1的平均電流為

(7)

圖3　非理想變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

所以由二極管正向?qū)▔航诞a(chǎn)生的損耗為

(8)

所以二極管D1產(chǎn)生總損耗為

PD1=PVD1+PRD1=

(9)

類似方法計(jì)算二極管D2的損耗，流經(jīng)二極管D2電流為

(10)

二極管D2電流的均方根值和均值為

(11)

ID2avg=D(1-D)I0

(12)

二極管D2產(chǎn)生總損耗為

PD2=PVD2+PRD2=

(13)

流經(jīng)電容C1電流為

(14)

電容C1的等效串聯(lián)電阻損耗為

(15)

所以第一級(jí)拓?fù)涞目倱p耗為

PLS1=PrC1+PrL1+pD1+PD2=

(16)

(2)第二級(jí)Buck拓?fù)洌憾?jí)拓?fù)涞姆治龇椒ê蛡鹘y(tǒng)Buck變換器分析方法類似[5]。

此處流經(jīng)開關(guān)管T的電流為

(17)

開關(guān)管電流均方根值為

(18)

所以開關(guān)管導(dǎo)通損耗為

(19)

開關(guān)管在開關(guān)過程中電感總會(huì)努力創(chuàng)造合適條件迫使電流連續(xù)流動(dòng)，因而不可避免的會(huì)存在V-I交疊，產(chǎn)生開關(guān)損耗，且此處電壓為VC1=DVD1，交疊區(qū)域大小由開關(guān)管輸出電容決定，并假設(shè)開關(guān)管輸出電容Coss為線性元件，即容值不隨工況而改變。所以開關(guān)損耗為

(20)

所以開關(guān)管損耗為

(21)

流經(jīng)二極管D3的電流為

(22)

二極管D3 電流的均方根值和均值為

(23)

ID3rms=DI0

(24)

二極管D3的總損耗為

(25)

而由式(1)可知

IL2rms=I0

(26)

L2等效串聯(lián)電阻rL2產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗

(27)

流過電感L2電流紋波幅值為[5]

(28)

所以濾波電容C2的損耗為[5]

(29)

將式(28)帶入式(29)可得C2的損耗為

(30)

所以第二級(jí)拓?fù)涞目倱p耗為

PLS2=PrC2+PrL2+PD3+PFET

(31)

二次型CCMBuck電路總損耗為

PLS=PLS1+PLS2

(32)

PLS1和PLS2分別為式(16)和式(31)。

2.2變換器效率及電壓傳遞函數(shù)分析

二次型變換器的效率為輸出功率和輸入功率的比值

(33)

無損理想二次型Buck直流電壓傳輸比為[5]

MIDC=D2

(34)

所以非理想變換器直流電壓傳輸比為

MNDC=ηD2

(35)

η如式(33)所示。

可以看出，二次型Buck變換器工作在CCM狀態(tài)時(shí)，其工作效率主要與占空比D和工作外負(fù)載R相關(guān)，選取合適的電路參數(shù)如表1所示。

表1　變換器部分電路參數(shù)

將表1數(shù)據(jù)代入式(33)可得工作效率分別與開關(guān)管占空比D和外負(fù)載電阻R的關(guān)系曲線如圖4和圖5所示。

圖4　變換器效率與占空比D的關(guān)系圖

圖5　變換器效率與外負(fù)載R的關(guān)系圖

由圖4及圖5可知，工作效率和占空比以及外負(fù)載是正相關(guān)。且占空比和外負(fù)載在較高值時(shí)候效率較高。

3　仿真分析驗(yàn)證

為驗(yàn)證變換器工作效率的分析結(jié)果，選取與理論分析一致的電路參數(shù)。基于表2所示電路參數(shù)，對(duì)二次型CCM Buck電路進(jìn)行了仿真。

表2　二次型CCM Buck變換器主電路參數(shù)

可得工作效率與占空比D關(guān)系曲線如圖6所示。由圖6所示可看出，變換器的工作效率隨著占空比D和外負(fù)載R的增大而增大，外負(fù)載約為25 Ω時(shí)工作效率達(dá)到最大。而隨著占空比的增大變換器工作效率的增大越來越快，所以二次型Buck變換器更適合工作在高占空比，但考慮到具體電壓傳輸比仍要選擇相對(duì)適合的占空比來滿足工況。

圖6　變換器效率η與占空比D及外負(fù)載R的關(guān)系圖

4　結(jié)束語

二次型變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為寬電壓傳輸比、高效及低成本應(yīng)用提供一個(gè)行之有效的解決方案。相比傳統(tǒng)變換器多了一個(gè)儲(chǔ)能電感，導(dǎo)致電路會(huì)工作在不同模態(tài)，并會(huì)引起過多額外損耗，因此在滿足傳輸要求的前提下要合理選擇電路參數(shù)以避免不必要的損耗。本文重點(diǎn)計(jì)算了二次型CCM Buck變換器各元器件的電流應(yīng)力以分析其工作損耗，研究了其工作效率與電路參數(shù)之間的關(guān)系，仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

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Current Stress and Efficiency Analysis of the Quadratic Buck Converter in CCM

FENG Jinzhi，LI Zenghui

(School of Mechanical Engineering, University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai 200093, China)

The quadratic converters realize the cascade of two converters to achieve wide voltage conversion ratios and higher efficiency, compared with the conventional converter, the power losses increase accompany with the amounts of the components. In this paper current stress and conduction loss for every component in the circuit will be derived considering internal resistances to analyze the detailed converter power losses. The work efficiency of the converter and relationship among circuit parameters will also be studied. Simulation results are presented to verify the theoretical analysis.

quadratic Buck converter; steady-state characteristic; current stress; efficiency analysis

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.08.015

2015-12-02

李增輝(1991-)，男，碩士研究生。研究方向：汽車電子。

TM461

A

1007-7820(2016)08-051-04