大功率IGBT短路故障分析

張　振，蔡　煜（武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064）

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大功率IGBT短路故障分析

張振，蔡煜
（武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064）

摘要：IGBT模塊正常條件下運(yùn)轉(zhuǎn)正常，但在低電感短路條件下時(shí)，卻出現(xiàn)故障。通過對商用IGBT模塊的主電流通路和柵極結(jié)構(gòu)的內(nèi)部電氣通路進(jìn)行分析，獲取了部分電感的自感和互感。對部分電感應(yīng)用PSPICE進(jìn)行建模，經(jīng)過仿真發(fā)現(xiàn)在短路試驗(yàn)時(shí)電流最高的通路與故障芯片的位置是一致的。同時(shí)還提出了一個相似的IGBT模塊的布局方案。對IGBT模塊的幾何排布進(jìn)行了建模仿真并給出了仿真結(jié)果。

關(guān)鍵詞：電流密度IGBT電感功率半導(dǎo)體器件功率半導(dǎo)體開關(guān)脈沖電源開關(guān)

0　引言

大功率變頻器裝置在正常狀態(tài)下，IGBT模塊（生產(chǎn)廠家代號為A）能夠可靠運(yùn)行，但是當(dāng)發(fā)生電弧故障時(shí)，卻出現(xiàn)了一些模塊損壞的情況。

通常情況下，短路故障分為兩類：軟性短路和硬性短路。其中硬性短路是指IGBT正在開通時(shí)發(fā)生的短路故障，而軟性短路是指IGBT導(dǎo)通之后發(fā)生的短路故障。在理想條件下，IGBT模塊發(fā)生軟性短路故障時(shí)集電極電流（Ic）會升高，直到IGBT脫離飽和狀態(tài)，此時(shí)集電極電壓會升高，而開關(guān)的跨導(dǎo)會將電流限制在一個安全的范圍內(nèi)。當(dāng)柵極發(fā)射極驅(qū)動電壓為+15V時(shí)，A廠家IGBT模塊的芯片會脫離飽和狀態(tài)，并限制模塊的故障電流到5 kA左右。

本文進(jìn)行了軟性短路故障的測試，采用的試驗(yàn)方式是使用IGBT模塊通過飽和電感給電容放電。開始時(shí)由于電路電感的限制，電流的增長率較低，而當(dāng)電感飽和后不再阻礙電流增長時(shí)就會出現(xiàn)軟性短路。

1　故障說明

發(fā)生軟性短路時(shí)，變頻器中有一些模塊發(fā)生損壞。測量顯示故障時(shí)IGBT模塊中電流峰值超過了15 kA，而上升速率大于10 kA/μS。

A廠家IGBT模塊的設(shè)計(jì)采用共16塊IGBT芯片和8個反并聯(lián)二極管，內(nèi)部形成共四個相同的閥組。每個閥組如圖1所示包含四個IGBT芯片和兩個反并聯(lián)二極管。

通過圖2所示的發(fā)射極和集電極匯流排來彼此連接，將靠近集電極匯流排的兩塊芯片稱為“IGBT A”，將靠近發(fā)射極匯流排的兩塊芯片稱為“IGBT B”。

打開IGBT模塊經(jīng)過觀察發(fā)現(xiàn)故障均發(fā)生在最靠近發(fā)射極匯流排的IGBT B的芯片上。對損壞IGBT模塊的檢查發(fā)現(xiàn)IGBT芯片內(nèi)部布局的不對稱導(dǎo)致了電流的不平衡，這意味著IGBT B芯片中的電流密度要高于IGBT A。

表1　圖3及圖4中自感（對角線）互感值（非對角線）

圖1　A廠IGBT模塊內(nèi)部布局

圖2　A廠IGBT模塊單個閥組

圖3　A廠IGBT模塊半個閥組等效電路

2　故障分析

IGBT芯片間的電流分布是通過電路分析軟件PSPICE來實(shí)現(xiàn)的，軟件模型中包含計(jì)算出的電氣通路的自感和互感數(shù)值，與實(shí)際的IGBT芯片的電氣參數(shù)相一致。

2.1電感

如圖3所示為A廠生產(chǎn)的IGBT模塊中一個閥組的接線圖，在圖中IGBT閥組等效電路中閥組節(jié)點(diǎn)的布置是采用圓點(diǎn)來表示的，這些節(jié)點(diǎn)間的電路連接是通過紅色連線來表示的。主電源到IGBT芯片間的連接是通過：

1）集電極匯流排，至集電極板，再到IGBT A的集電極，然后到IGBT B的集電極。

2）發(fā)射極匯流排，至發(fā)射極板。

柵極驅(qū)動是通過外部的柵極和控制發(fā)射極節(jié)點(diǎn)連接到IGBT芯片的。

從圖1可以看出閥組的上下部分的對稱性，因此可以確定電感模型的主要部分可以從兩個IGBT芯片推導(dǎo)得到，考慮到故障的模式，因此使用四塊IGBT芯片中的兩塊來進(jìn)行PSPICE建模是足夠的。

圖3是IGBT閥組下半部分的視圖，上面按照位置繪制有電感建模的等效電路。每個電感邊的圓點(diǎn)代表PSPICE模型中的同名端，同時(shí)表示互耦中的正向。共有八組焊線將IGBT的芯片連接至發(fā)射極板，在圖3中：

1）LCollectorB代表GBT B集電極電感。

2）LCollectorAB代表從集電極板出來IGBT A和IGBT B共有的集電極電感。

3）LEmitterA代表集電極焊線和IGBT A電源發(fā)射極板的電感之和。

4）LEmitterB代表IGBT B發(fā)射極焊線電感。

5）LEmitterAB代表電源發(fā)射極板上被IGBT A和IGBT B共有的電感。

6）LGateA代表IGBT A柵極焊線的電感。

7）LGateB代表IGBT B柵極焊線和柵極母排的電感。

8）LContaolEmitter代表控制發(fā)射極母排的電感與到電源發(fā)射極板的焊線的電感之和。

每條發(fā)射極焊線在集電極板上在集電極板上都焊接在不同的位置，在電路模型中假定這些連接到IGBT芯片的電感是固定在同一個節(jié)點(diǎn)上的。在這個一階電感模型中，忽略發(fā)射極焊線上電流密度的差別，所有的發(fā)射極焊線被視作出自同一個公共點(diǎn)。

圖4將普通電感表示為直線段，由于電感僅被定義為閉合環(huán)路，而電感值絕大部分取決于所選取的返回路徑，于是等效電路可以認(rèn)為是由部分電感組成。這種等效電路只有在考慮了完整的環(huán)路以及所有部分電感間的互感時(shí)才是有效的。

圖4　半個閥組等效電路的PSPICE模型

可以用來計(jì)算部分電容的軟件有FastHenry，Amperes和Faraday，本文使用公用軟件FastHenry的電感提取功能計(jì)算IGBT閥組中部分電感矩陣。FastHenry是一款三維電感計(jì)算軟件，能夠計(jì)算隨頻率變化的電阻值，以及復(fù)雜外形導(dǎo)體的自感和互感。FastHenry將導(dǎo)體外形模擬成一個直線運(yùn)動的導(dǎo)體，然后計(jì)算導(dǎo)體在不同節(jié)點(diǎn)間的阻抗。

FastHenry將模型視作一個n端口網(wǎng)絡(luò)，仿真的輸出是一個文本文件，其中有給定頻率下各個端口間的直接阻抗和互阻抗。仿真方法是將一個交流電流施加到網(wǎng)絡(luò)中的一個端口，然后測量其它端口感應(yīng)出來的電壓。阻抗的實(shí)部與虛部分別代表從此端口看進(jìn)去的電阻與電感。輸出矩陣的對角線上的阻抗的虛部代表自感，而非對角線位置的虛部代表互感。在PSPICE軟件中，互感是左右一個耦合系數(shù)來計(jì)算的。表I所示為圖3及圖4中電感的自感和互感數(shù)值。其中，自感數(shù)值位置主對角線上，而在非對角線位置上則是互感的耦合系數(shù)。

2.2IGBT的PSPICE模型

A廠不提供很多產(chǎn)品的PSPICE模型，因此在PSPICE中的芯片模型選取的是IR公司的IRG4PH50U型IGBT，這是一種單芯片的模塊。IR公司的IGBT芯片模型進(jìn)行了下列設(shè)置：

1）模型參數(shù)按照A廠芯片的直流參數(shù)特性表來調(diào)整，設(shè)置為一個芯片，環(huán)境溫度25℃，集電極發(fā)射極電壓為20V。

2）對A廠的IGBT芯片進(jìn)行測試，然后根據(jù)測試數(shù)據(jù)調(diào)整IR公司IGBT芯片的隨電壓變化的電容值。圖5所示為密勒電容，以及一塊IGBT芯片的集電極發(fā)射極電容，此電容值為電壓的函數(shù)。測量在Vge為直流350V的情況下進(jìn)行，柵極發(fā)射極電容經(jīng)過仿真約為14.7 nF。

其它建模的條件包括：

1）圖2中的二極管不建模，因?yàn)闇y試在IGBT導(dǎo)通條件下進(jìn)行，此時(shí)二極管中沒有電流通過。

2）只對從IGBT芯片出來的焊線進(jìn)行建模，而將兩半芯片鏈接在一起的焊線沒有進(jìn)行建模。

圖5　IGBT芯片的Ccg和Cce

模擬環(huán)境下，柵極發(fā)射極驅(qū)動電壓可以在-15V 與+14V范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。柵極驅(qū)動電壓是從IGBT模塊外給出的，加在Gate_Trigger和Control_Emitter之間（如圖4所示）。因此，柵極發(fā)射極電壓Vge是不同于外部施加的驅(qū)動的。仿真分析是獲取自IR公司

IGBT模型的柵極和發(fā)射極之間的電壓Vge。

2.3仿真結(jié)果—正常運(yùn)行

正常運(yùn)行時(shí)，仿真得到的最大電流數(shù)值如圖6所示，每個IGBT模塊高達(dá)3 kA（16個IGBT芯片中每個芯片平均為180 A）。IGBT B中的電流僅僅略高于IGBT A。假設(shè)每個IGBT芯片中的電流均勻分布，每個芯片對于集電極發(fā)射極電流都具有80mm2的有效截面積，在芯片中最大的電流密度約2.3 A/mm2。在電流上升期出現(xiàn)的電流不平衡的原因是IGBT A的柵極發(fā)射極電壓Vge在此期間發(fā)生下降。

圖6　IGBT芯片正常運(yùn)行時(shí)波形

2.4仿真結(jié)果—軟性短路

在軟性短路條件下仿真出來的柵極發(fā)射極驅(qū)動電壓波形有一個1.2 ms的平頂，每個IGBT模塊的最大電流為6 kA（平均每個芯片375 A）。從圖7的電流波形可以看出：通過IGBT B的最大電流為490 A，比模塊最大電流的十六分之一高出大約30%，原因是IGBT B的Vge在電流的急速上升期增加了大約2.5V。而IGBT A中最大電流小于十六分之一模塊電流的原因則是在電流的急速上升期Vge下降了約3V。

圖7　IGBT芯片軟性短路時(shí)波形

假設(shè)每個IGBT芯片中的電流均勻分布，每個芯片對于集電極發(fā)射極電流都具有80mm2的有效截面積，在IGBT B的芯片中最大的電流密度約為6.1 A/mm2。由于軟性短路導(dǎo)致IGBT故障，仿真計(jì)算進(jìn)一步的分析了IGBT A和IGBT B芯片中出現(xiàn)電流不平衡的原因。

3　仿真結(jié)果

從圖7可以看出，IGBT B在軟性短路時(shí)通過的電流要明顯高于IGBT A。因此，對于軟性短路時(shí)IGBT B的Vge增加和IGBT A的Vge下降進(jìn)行了理論分析和計(jì)算：

1）主電流通路連線至柵極的電感（圖4中的LGateA和LGateB）之間的互感參見表I。

2）主電流通路連線和控制發(fā)射極電感（圖4中的LControlEmitter）之間的互感參見表1。

3.1與柵極母排互感的影響

從圖7可以看出，在軟性短路時(shí)，IGBT的Vge上升了將近2.5V而其中的最大電流則達(dá)到了490 A。為了確定柵極母排和焊線的互感的作用，在仿真中將互感值設(shè)置為零。在對柵極沒有互感的情況下，當(dāng)軟性短路發(fā)生時(shí)IGBT A和IGBT B芯片的Vge各自下降了大約3V，從圖8可以看出，通過IGBT A和IGBT B中的電流分別被限制在了320A和350 A。

圖8　無柵極母排互感時(shí)軟性短路時(shí)波形

可以看出，主電流通路與柵極母排間的互感明顯造成了IGBT芯片中的電流不平衡。根據(jù)表II，大電流通路的LEmitter與LGateB的互感最大，同時(shí)，大電流通路的LEmitterAB、LCollectorB 和LEmitterA與LGateB的互感也較大。

3.2與控制發(fā)射極互感的影響

為了確定與控制發(fā)射極的互感的作用，將這些互感值設(shè)置為零。在沒有這些互感的前提下，當(dāng)軟性短路發(fā)生時(shí)，IGBT B的Vge上升了大約5V（如圖9所示）。于是，當(dāng)與控制發(fā)射極的互感為零時(shí)，IGBT B中最大的故障電流從490 A上升到了520 A。同樣情況下，IGBT A中的最大故障電流從360 A上升到了395 A。

主電流通路和控制發(fā)射極母排的互感限制了IGBT芯片中的最大電流，根據(jù)表1，大電流通路上的LEmitterAB與LControlEmitter之間的互感最大，同時(shí)，大電流通路上的LCollectorB、LEmitterA與LControlEmitter間的互感也較大。

如圖2和圖3所示，控制發(fā)射極母排與控制IGBT B的柵極母排平行。大電流通路的電感LCollectorB、LEmitterA和LEmitterAB同LGateB 和LControlEmitter之間的耦合參數(shù)在幅值上是相似的，因此感應(yīng)的電壓對IGBT B的Vge的作用相對較小。然而，LEmitterB與LGateB之間的耦合系數(shù)相比LEmitterB與LControlEmitter之間的耦合系數(shù)就要大得多了。所以，IGBT B的發(fā)射極中急速上升的電流與自身柵極的耦合系數(shù)最高，對Vge上升影響最大。

圖9　無控制發(fā)射極互感時(shí)軟性短路時(shí)波形

4　改進(jìn)方案

通過對芯片中電流不平衡原因的分析，綜合考慮閥組中芯片的布局，設(shè)計(jì)出一種如圖10所示的布局模式，并對這種IGBT模塊IGBT進(jìn)行了軟性短路條件下的建模與仿真。

圖10　改進(jìn)IGBT閥組布置方案

分析結(jié)果顯示這種特殊的布局可以顯著的降低IGBT芯片間的電流不平衡（見圖11）。

IGBT芯片間電流不平衡的降低是因?yàn)檫@種芯片布局可以降低柵極發(fā)射極電路中的感應(yīng)電壓（見圖12）。

5　結(jié)語

研究證明柵極母排和柵極焊線的互感是A廠IGBT模塊的芯片間電流不平衡的主要原因，同柵極電路的互感可以使得芯片Vge的電壓升高，超過外部施加的柵極電壓，因此對故障電流的影響最大。所以，在對IGBT模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)，特別是要求高di/dt時(shí)，必須格外注意模塊內(nèi)部的主電流通路的布局。

圖11　每閥組附加2 Ω電阻的改進(jìn)方案軟性短路電流波形

圖12　每閥組附加2Ω電阻的改進(jìn)方案軟性短路電壓波形

每個IGBT閥組中低于2 Ω的柵極電阻可以降低故障電流，雖然IGBT芯片間電流不平衡的絕對值并沒有受到太大影響。不推薦在每個閥組（包含四個IGBT芯片）使用低于0.3 Ω的柵極電阻，因?yàn)闀饢艠O電流振蕩。

在對IGBT模塊的內(nèi)部布局方式進(jìn)行改進(jìn)之后，通過仿真分析可以看出在軟性短路故障條件下，芯片間的電流分布是均勻的。

參考文獻(xiàn)：

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Analysis of High Power IGBT Short Circuit Failures

Zhang Zhen，Cai Yu
（Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion，Wuhan 430064，China）

Abstract:IGBT modules work well under normal conditions，but they fail when short circuit at low inductance.The internal electrical connections of a commercial IGBT module are analyzed to extract self and mutual partial inductances for the main current paths as well as for the gate structure.The IGBT module，together with the partial inductances，is modeled.The simulation results show that the highest current in the short-circuit test is consistent with the position of the fault chip.A similar IGBT module layout scheme is also proposed.The geometry model of IGBT module is simulated and the simulation results are given.

Keywords：current density； insulated gate bipolar transistors； inductance； power semiconductor devices；power semiconductor switches； pulse power system switches

中圖分類號：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A

文章編號：1003-4862（2016）06-0070-05

收稿日期：2015-12-23

作者簡介：張振（1983-），男，工程師。研究方向：電機(jī)。