應(yīng)用于衛(wèi)星通信的OQPSK的載波相位估計和解調(diào)方法*

王曉洪，謝永鋒，吳　仡

(成都天奧信息科技有限公司，四川 成都 610036)

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應(yīng)用于衛(wèi)星通信的OQPSK的載波相位估計和解調(diào)方法*

王曉洪，謝永鋒，吳仡

(成都天奧信息科技有限公司，四川 成都 610036)

摘要：提出一種應(yīng)用于海事衛(wèi)星電話的載波相位估計和OQPSK的數(shù)字解調(diào)方法。載波相位估計的理論推導(dǎo)來自信道估計理論。解調(diào)方法是相位估計與最佳采樣判決進行聯(lián)合估計。此方法特別適合于衛(wèi)星突發(fā)信號傳輸，能快速估計出相位。在低信噪比下的解調(diào)性能滿足衛(wèi)星實時通信。通過仿真分析了其性能，對存在有載波頻率誤差在200 Hz以內(nèi)的接收信號都有較好的性能。最后在工程應(yīng)用中再次驗證了其性能滿足衛(wèi)星實時通信。

關(guān)鍵詞：相位估計；OQPSK；數(shù)字解調(diào)；信道估計

0引言

在衛(wèi)星通信中對于數(shù)字信號傳輸，數(shù)字解調(diào)技術(shù)有著絕對重要性。為了滿足衛(wèi)星信道帶寬的有限性，限帶調(diào)制技術(shù)被充分利用，如MPSK和MQAM。其中偏移四相相移鍵(OQPSK)[1]調(diào)制方式在衛(wèi)星通信中得到了廣泛的應(yīng)用。OQPSK與傳統(tǒng)QPSK調(diào)制的信號機制是相似的，區(qū)別在于OQPSK調(diào)制的信息比特在它的正交支路與同相支路上偏移了半個符號周期T/2s(即一個比特間隔)。這樣使得包絡(luò)變化相對于QPSK來說減小3db。在無限通信系統(tǒng)中，限帶包絡(luò)變化對于控制鄰近信道干擾是很重要的。

簡單來說，OQPSK和QPSK接收機有相同的機制，區(qū)別在于在同相支路上數(shù)據(jù)流被延遲了T/2s。然而對于同步機制來說有明顯的不同，這使得做OQPSK解調(diào)器[2]要相對變難。主要原因是載波相位對同步算法很敏感，對于某些相位誤差來說會有很差的性能。然而對于QPSK來說載波相位對同步[3]算法是不敏感的，對于各個相位它都有很好的性能。在OQPSK接收機中，載波相位敏感會導(dǎo)致捕獲時間變長。長時間的捕獲在連續(xù)信號下是可以忍受的，但是在突發(fā)模式的衛(wèi)星通信中是不能忍受。

本文研究了利用信道估計的算法來進行OQPSK載波相位估計以及它的解調(diào)方法。此載波相位估計方法對同步算法不敏感，解調(diào)性能都能滿足實際需要。本文提出的載波相位估計方法具有時間快，相位估計誤差小，解調(diào)方法誤碼率小，能在低信噪比下滿足衛(wèi)星通信的靈敏度要求。

1衛(wèi)星通信信號調(diào)制方式

衛(wèi)星通信系統(tǒng)中接收機接收到的信號是OQPSK調(diào)制的信號。r(t)表示接收到的基帶信號，數(shù)學(xué)表達式如下：

r(t)=s(t)+w(t)

(1)

其中，

(2)

w(t)為表示加性高斯白噪聲,其雙邊帶功率譜密度為N0 /2,ai，bi是正交支路和同相支路的基帶符號，ft是載波頻率，θ是載波相位，T是符號間隔，g(t)是根升余弦濾波器。從式(2)可以看出對接收信號進行解調(diào)需要進行載波相位[4]和頻偏估計。

2載波相位估計

2.1信道估計

(3)

其中：

(4)

(5)

(6)

H=RXX-1RXY

(7)

時δ有最小值，其中：

RXX-1是訓(xùn)練序列的自相關(guān)函數(shù)的逆，RXY是訓(xùn)練序列與接收信號序列的互相關(guān)函數(shù)。在衛(wèi)星系統(tǒng)中，訓(xùn)練序列具有良好的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性，當(dāng)信道彌散長度l≤6時，RXX是一個單位陣。因此它的信道估計值就是利用接收到的信號和本地訓(xùn)練序列作相關(guān)來得到的。

2.2載波相位估計方法

根據(jù)海事衛(wèi)星通信GMR_2的協(xié)議，并且假設(shè)在載波相位估計之前已經(jīng)完成了頻偏估計，將頻偏誤差控制在±200 Hz以內(nèi)，那么去載波頻偏后接收到信號sig_rev的同相支路和正交支路的信號分別表示如下：

real=Icosθ-Qsinθ

(8)

imag=-Isinθ-Qcosθ

(9)

其中：

(10)

(11)

則：

sig_rev=complex(real,imag)

(12)

本地訓(xùn)練序列的信號表示為：

sig_trn=complex(I′,Q′)

(13)

按照信道估計的方法，將接收到的信號和本地訓(xùn)練序列作相關(guān)，即：

sig_rev?sig_trn=complex(real,imag)?

complex(I′,Q′)=

((Icosθ-Qsinθ)+

(-Isinθ-Qcosθ)j)*(I′+Q′j)=

II′cosθ-I′Qsinθ+

(-II′sinθ-I′Qcosθ)j+

IQ′sinθ+QQ′cosθ+

(IQ′cosθ-QQ′sinθ)j

(14)

當(dāng)本地訓(xùn)練序列與接收到的信號的訓(xùn)練序列完全對齊，即出現(xiàn)最大相關(guān)峰值時，將式(14)合并同類項后有:sig_rev?sig_trn=(I2+Q2)cosθ-((I2+Q2)sinθ)j

(15)

從式(15)可知，最大相關(guān)峰值的幅角與載波相位值差一個負號。式(2)展開化簡得:

real_yuanshi=Icosθ-Qsinθ

(16)

imag_yuanshi=Isinθ+Qcosθ

(17)

從式(8)、(9)和式(16)、(17)的比較可得接收到的正交支路的信號是被反號了的，因此最大相關(guān)峰值的幅角就是發(fā)送端的載波相位值。

2.3載波相位補償

通常載波相位補償需要將載波相位的估計值的正弦和余弦值計算出來，這樣使得在實際應(yīng)用中增加了計算的復(fù)雜度，尤其是對于在硬件FPGA處理中，一般來說就采取查表方法是最簡單的，但是這樣會增加RAM資源的存儲，而且在程序?qū)崿F(xiàn)上也增加了復(fù)雜度。但是根據(jù)本文提出的載波相位估計方法，只需要對相關(guān)峰的最大值進行共軛的轉(zhuǎn)置，即：

phase_tr=(I2+Q2)cosθ+((I2+Q2)sinθ)j

(18)

將值phase_tr與接收進來的信號進行復(fù)數(shù)乘法，就可以完成對接收信號去載波相位。

3解調(diào)方法

3.1采樣初始判決

根據(jù)海事衛(wèi)星通信GMR_2的協(xié)議，在初始同步的時候會發(fā)送用作較頻和初始同步的突發(fā)包，假設(shè)利用此突發(fā)包將信號的頻率進行了校正，校正后的頻率誤差控制在±100 Hz以內(nèi)，并且同步誤差控制在一個碼元周期以內(nèi)。假設(shè)一個碼元周期內(nèi)有24個采樣點，那么求相關(guān)峰極值的時候，在一個碼元周期內(nèi)只采樣6個點。只需要計算這五個初始采樣點的相關(guān)結(jié)果，選取最大的相關(guān)值的采樣時刻作為采樣初始判決點。

3.2解調(diào)

由采樣初時判決法可知位同步誤差控制在8個采樣點內(nèi)。將去載波相位后的接收信號再進行位同步細調(diào)，采用位同步算法中的同相正交積分型數(shù)字鎖相法。根據(jù)自身的特點對此位同步算法進行了簡化。

根據(jù)初始采樣判決點的時刻設(shè)置同相積分的時刻，因此正交積分的時刻為此采樣點延遲半個碼元的時刻，并且將每個采樣點的值進行硬判決后再進行同相和正交積分，這樣做的好處是可以避免由于干擾或噪聲引起的某些采樣點值過而導(dǎo)致積分結(jié)果誤差大。圖1和圖2中a為原始波形，b為同相正交積分，c和d為同相正交積分結(jié)果，e為波形c的數(shù)據(jù)發(fā)生變化時產(chǎn)生的脈沖波形，f為波形c和d異或形成的波形。從圖1和圖2可以看出當(dāng)位同步超前時，波形e的高電平落入波形f的高電平區(qū)域，當(dāng)位同步滯后時，波形e的高電平落入波形f的低電平區(qū)域。本文就是通過此原理得到最終采樣判決點，最后利用此采樣判決點對接收信號進行采樣硬判決得到解調(diào)結(jié)果。

圖1　位同步超前結(jié)果

圖2　位同步滯后結(jié)果

4仿真結(jié)果

為了驗證載波相位估計和采樣判決方法的性能的，使用MATLAB仿真驗證。仿真條件：加性高斯白噪聲信道環(huán)境,OQPSK調(diào)制方式.仿真參數(shù)：發(fā)送成型濾波器采用滾降系數(shù)為0.35的平方根滾降濾波器，過采樣倍數(shù)設(shè)置為12。情景1：相位估計仿真，設(shè)置發(fā)送端相位分別為：0,pi/4,pi/3,…,-pi/2,-pi/3,-pi/4，仿真結(jié)果如圖3、圖4所示。

圖3　相位估計結(jié)果比較

圖4　相位估計誤差

情景2：設(shè)置載波頻率誤差為300 Hz，解調(diào)結(jié)果隨信噪比變化的仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5　誤碼率曲線

情景3：設(shè)置載波頻率誤差為200 Hz，解調(diào)結(jié)果隨信噪比變化的仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6　誤碼率曲線

從仿真結(jié)果圖4可以看出采用文中提出的載波相位估計方法最大的相位誤差沒有超過6度，而且省去了對復(fù)信號求幅角的運算。從圖5和圖6可以看出在存在載波頻率誤差在200 Hz以內(nèi)時解調(diào)誤碼率完全能滿足海事衛(wèi)星通信GMR-2的協(xié)議要求。

5結(jié)語

利用信道估計的方法來進行OQPSK載波相位估計。此載波相位估計方法對同步算法不敏感，能容忍同步誤差，并且還避免了對復(fù)信號求幅角，使得在FPGA工程應(yīng)用中簡單化了。然后再根據(jù)載波相位所得的初始采樣判決點進行細調(diào)，利用簡化了的位同步算法中的同相正交積分型數(shù)字鎖相法進行采樣判決最終的選取。通過估計出的載波相位對接收信號去載波，最后再根據(jù)最終采樣判決點進行OQPSK解調(diào)。仿真驗證了在低信噪比和載波頻率誤差的情況下下都能有較好的載波相位估計和解調(diào)性能，并且在工程應(yīng)用上也驗證了其滿足GMR-2協(xié)議所提出的靈敏度要求，能滿足衛(wèi)星實時通信。

參考文獻：

[1]江潔,陳劼,鐘鳴.一種衛(wèi)星數(shù)傳通信頻譜異常分析[J].通信技術(shù),2015,48(07): 784-789.

JIANG Jie,CHEN Jie,ZHONG Ming.Abnormity Analysis of Frequency Spectrum in Satellite Data Transmission Communication[J].Communications Technology,2015,48(7):784-789.

[2]Gardner F M.Demodulator Reference Recovery Techniques Suitedfor Digital Implementation[J].ESA Final Rep.,ESTEC Contract6847/86/NL/DG,Aug.12,1988.

[3]Mengali U and D’Andrea A N.Synchronization Techniques for Digital Receivers[M].1997 ,Plenum Press,New York.

[4]Meyrs M H and Franks L E.Joint Carrier Phase and Symboltiming for PAM Systems[J].IEEE Trans.Commun.,vol.COM-28,pp.1121-1129,Aug.1980.

Carrier Phase Estimation and Demodulation Method in OQPSK for Satellite Communication

WANG Xiao-hong,XIE Yong-feng,WU Yi

(Chengdu Spaceon Technology Co.,Ltd.,Chengdu Sichuan 610036,China)

Abstract：A carrier phase estimation and OQPSK digital demodulation for marine satellite telephone is proposed.Theoretical derivation of carrier phase estimation is based on channel estimation theory.The demodulation method is a joint estimation of phase estimation and optimal sampling decision.This method,for its quick estimation of the phase,is particularly applicable to satellite signal transmission,and demodulation performance could meet the real time requirement of satellite communication in the low signal-to-noise ratio.The performance is analyzed by simulation.Simulation results show that,this method has good performance of carrier frequency error of 200Hz and low signal-to-noise ratio.Finally,this performance is verified in the engineering application.

Key words：carrier phase estimation; OQPSK; digital demodulation method; channel estimation

doi:10.3969/j.issn.1002-0802.2016.02.005

* 收稿日期：2015-09-06；修回日期：2015-12-16Received date:2015-09-06；Revised date：2015-12-16

中圖分類號：TN927

文獻標(biāo)志碼：A

文章編號：1002-0802(2016)02-0143-04

作者簡介：

王曉洪(1982—)，女，碩士，工程師，主要研究方向為信號處理；

謝永鋒(1977—)，女，碩士，高級工程師，主要研究方向為衛(wèi)星通信協(xié)議分析和應(yīng)用；

吳仡(1983—)，男，碩士，工程師，主要研究方向為信號處理。