一種基于矢量空間解耦的三電平六相逆變器空間矢量調(diào)制策略

陳　健　王　政　程　明

(東南大學電氣工程學院　南京　210096)

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一種基于矢量空間解耦的三電平六相逆變器空間矢量調(diào)制策略

陳健王政程明

(東南大學電氣工程學院南京210096)

摘要以中壓大功率交流電機驅(qū)動為背景，提出一種新型基于矢量空間解耦(VSD)的六相中點鉗位型(NPC)三電平空間矢量調(diào)制策略(SVM)。其原理為：采用VSD矩陣將六維變量解耦并映射到3個二維平面，即α-β平面、x-y平面及o1-o2平面，提出矢量精簡原則使矢量數(shù)量從729個簡化到417個，進而設計最優(yōu)五矢量法(OFV)消除x-y平面的諧波電壓。同時，提出區(qū)域投影法提高了參考矢量位置判斷效率，并以冗余負矢量作為首發(fā)矢量的矢量作用順序有效平衡了直流側中點電位。最后通過實驗驗證了上述策略的有效性。

關鍵詞：矢量空間解耦中點鉗位三電平六相最優(yōu)五矢量空間矢量調(diào)制

0引言

多相交流電機自問世以來就受到了廣泛關注，其在大功率高可靠性應用場合具有突出優(yōu)勢[1]：①低功率器件實現(xiàn)大功率驅(qū)動；②轉(zhuǎn)矩脈動??；③相冗余實現(xiàn)容錯運行。眾多學者對其在大功率交流驅(qū)動場合的應用做了卓有成效的工作[2-4]。文獻[2]首次提出矢量空間解耦(VSD)思想，將多相電機的機電量和非機電量解耦變換到多個相互正交的二維平面，達到轉(zhuǎn)矩控制和諧波抑制的目的，這為多相電機分析和控制提供了理論基礎。該文以六相交流電機為例，設計了基于VSD的兩電平六相SVM策略，有效消除了六相電壓源型逆變器(VSI)輸出的5、7、17、19…次諧波電壓。文獻[3]分析了多種多相交流電機繞組開路條件下的矢量控制，并以磁動勢不變和銅耗最小為條件設計了容錯策略。文獻[4]詳細分析和實現(xiàn)了六相交流電機的直接轉(zhuǎn)矩控制(DTC)技術。同時，多電平逆變器技術也在快速發(fā)展。文獻[5]提出中點鉗位型(NPC)三電平逆變器拓撲結構，該拓撲使得開關器件承受的關斷電壓為母線電壓的一半，目前已成為中壓功率變換和中壓交流電機驅(qū)動領域的首選拓撲[6]。國內(nèi)外眾多學者對NPC三電平拓撲在三相系統(tǒng)的應用做了大量研究[7-12]，但其在多相大功率交流驅(qū)動領域中的應用仍較少。

近年來，將多電平逆變器技術和多相電機技術結合的多電平多相交流電機驅(qū)動研究已成為國內(nèi)外研究的熱點[13]，其中又以NPC三電平五相和NPC三電平六相VSI在中壓大功率交流驅(qū)動場合的應用居多[14-16]。文獻[14]以NPC三電平五相VSI為例，提出了一種三電平五相SVM策略，有效消除了五相VSI輸出3、7、13、17…次諧波電壓。文獻[15]提出了一種NPC三電平七相SVM策略，并與基于載波比較的正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)進行了比較。文獻[16]以六相永磁同步電機矢量控制為背景，設計了一種NPC三電平六相SVM策略，但實際上該策略只是兩個三電平三相SVM的疊加，其矢量控制系統(tǒng)實際上是一種雙dq控制，需要進行兩次同步坐標變換以及4個電流PI控制器[17]，對于多相逆變器SVM策略的設計以及多相交流電機的矢量控制不具有普遍性，研究范疇仍屬于傳統(tǒng)對稱三相系統(tǒng)。以上這些三電平多相SVM策略都是針對對稱多相系統(tǒng)而言，而非對稱多相系統(tǒng)的三電平SVM策略的研究還未見報道。

本文以非對稱六相電機驅(qū)動為背景，提出了一種三電平六相VSD-SVM策略，具有以下特點：①保留了SVM策略直流母線電壓利用率高和易于數(shù)字實現(xiàn)的特點；②可直接用于多相靜止坐標系下電機電流控制，相比采用多個三相同步坐標下控制，不僅省去了坐標變換計算，且電流控制器數(shù)目更少；③該策略的設計方法同樣適用于其他多電平多相SVM策略的設計。上述調(diào)制策略以六相VSI輸出正弦電壓為目標，通過矢量空間解耦，在α-β平面合成參考電壓，消除x-y平面的5、7、17、19…次諧波電壓。最后通過實驗驗證了本文提出的三電平六相VSD-SVM策略。

1三電平六相VSD-SVM策略

圖1為NPC三電平六相VSI饋電六相電機系統(tǒng)拓撲。通過直流側電容Cup和Cdn分壓和二極管鉗位，VSI每相能輸出3種相對于直流側中點N的電平VDC/2、0、-VDC/2，分別用三進制數(shù)2、1、0表示。圖1中所示六相電機繞組結構為雙中點雙Y移相30°連接，又稱為“非對稱六相電機”、“雙三相電機”及“裂相電機”。相比于對稱六相電機，從其內(nèi)部相帶角來看則是一個12相電機，消除基波電流產(chǎn)生的5、7、17、19…次氣隙磁動勢，最低轉(zhuǎn)矩脈動頻率從6次提高到12次。本文中六相電機均指這種非對稱結構。

圖1　NPC三電平六相VSI饋電六相電機拓撲Fig.1　Topology of a NPC three-level six-phase VSI fed drive

1.1三電平六相矢量空間解耦

六維矢量空間解耦變換矩陣如式(1)所示。根據(jù)式(1)，一個六維矢量空間被解耦并映射到3個相互正交的二維平面，即α-β平面、x-y平面和o1-o2平面。其中α-β平面對應著六相電機的基波分量和諧波次數(shù)為12m±1(m=1，2，3…)分量，該分量能產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁動勢，參與機電能量轉(zhuǎn)換，稱為正序分量；x-y平面對應著諧波次數(shù)為6m±1(m=1，3，5…)分量，該分量合成磁動勢為零，不參與機電能量轉(zhuǎn)換，稱為廣義上零序分量；o1-o2平面對應著諧波次數(shù)為3m(m=1，3，5…)分量，該分量合成磁動勢同樣為零，不參與機電能量轉(zhuǎn)換，屬于傳統(tǒng)零序分量。

(1)

六相電機在零序(廣義零序和傳統(tǒng)零序)分量平面的等效阻抗僅為繞組電阻和漏抗，因此即使很小的零序(廣義零序和傳統(tǒng)零序)電壓都會引入很大的諧波電流。圖1所示六相電機繞組采取雙中點結構，o1-o2平面不存在電流流通路徑，因此矢量空間解耦時，不考慮o1-o2平面的矢量解耦。同時六維系統(tǒng)降階成四維系統(tǒng)，這也是雙中點結構的優(yōu)勢。根據(jù)式(1)，定義α-β平面和x-y平面綜合矢量Vαβ和Vxy分別為

ej4π/3VEN+ej3π/2VFN)

(2)

ej2π/3VEN+ej3π/2VFN)

(3)

式中，VAN、VBN、VCN、VDN、VEN、VFN分別為六相VSI輸出相對于直流側中點N的相電壓。

圖2　三電平六相α-β平面矢量空間Fig.2　The α-β vector space of three-level six-phase inverter

圖3　三電平六相x-y平面矢量空間Fig.3　The x-y vector space of three-level six-phase inverter

圖1所示NPC三電平六相VSI每相輸出3種電平狀態(tài)，因此整個逆變器具有36(729)種狀態(tài)組合，即729個電壓矢量。根據(jù)式(2)和式(3)，這729個矢量被解耦映射到α-β平面和x-y平面，如圖2和圖3所示。圖中每個矢量用其狀態(tài)函數(shù)(三進制)的十進制數(shù)表示，例如電壓矢量222210用十進制數(shù)723表示。在圖2和圖3中，9個零矢量(0、91、182、273、364、455、546、637、728)和720個非零矢量將整個矢量平面劃分成12個扇區(qū)，每扇區(qū)占據(jù)30°空間區(qū)域。按720個非零矢量在α-β平面所處的位置可劃分為頂點矢量(如矢量648)、中點矢量(如矢量649)和非交點矢量(如矢量567)3類。其中，頂點矢量按長度分為0.644 0VDC、0.557 7VDC、0.471 4VDC、0.408 2VDC、0.322 0VDC、0.235 7VDC、0.172 5VDC、0.149 4VDC、0.086 3VDC；中點矢量按長度分為0.622 0VDC、0.455 3VDC、0.333 3VDC、0.288 7VDC、0.166 7VDC、0.122 0VDC、0.044 7VDC；非交點矢量按長度分為0.539 1VDC、0.484 9VDC、0.399 0VDC、0.372 7VDC、0.313 4VDC、0.251 0VDC、0.206 6VDC。

1.2矢量精簡

需要指出的是：三電平六相VSI具有729個電壓矢量，隨著電平數(shù)和相數(shù)的增加，電壓矢量的數(shù)量呈幾何級數(shù)式增長，SVM策略的設計難度極大，矢量數(shù)量的精簡成為必要。

三電平六相VSD-SVM策略不僅要求在α-β平面合成參考電壓，還必須消除x-y平面的諧波電壓，因此在α-β平面選擇作用矢量時，需要考慮其在x-y平面是否有利于諧波電壓的消除。這為電壓矢量精簡提供了依據(jù)，例如，從圖2和圖3中可看出，中點矢量505映射在α-β平面長度為0.044 7VDC，這對合成參考電壓幾乎不起作用，完全可被其他矢量代替，但其映射在x-y平面長度卻為0.622 0VDC，這在x-y平面會產(chǎn)生很大的諧波電壓，這類作用矢量應予以去除。因此在三電平六相SVM策略的設計中，圖2和圖3所示矢量并不一定都是有效矢量。下面給出一種切實可行的矢量精簡方法，且該方法在其他多電平多相SVM策略設計中同樣有效。

(4)

(5)

(6)

(7)

表1　α-β平面矢量精簡原則

根據(jù)表1所示精簡原則，三電平六相VSI矢量數(shù)量從729個精簡為417個，其中9個零矢量，408個非零矢量，精簡后的三電平六相α-β平面矢量空間如圖4所示。

圖4　簡化后三電平六相α-β平面矢量空間Fig.4　There fined α-β vector space of three-level six-phase inverter

1.3作用矢量選擇

傳統(tǒng)三相SVM策略作用矢量的選擇采用最近三矢量(Nearest Three Vectors，NTV)，與之不同的是，三電平六相SVM策略不僅需要在α-β平面合成參考電壓，還需消除x-y平面的諧波電壓，即作用矢量在x-y平面的合成電壓為零。因此相比于三相SVM策略，三電平六相SVM策略多了兩個自由度，為了保證伏秒平衡方程有惟一解，作用矢量選擇為5個，本文稱為最優(yōu)五矢量(OFV)。

OFV選擇原則是：①五矢量在α-β平面能合成參考電壓；②五矢量在x-y平面的合成電壓為零；③五矢量中必須含有冗余矢量，用來平衡直流側中點電位；④仿照單極性脈寬調(diào)制(PWM)五矢量中逆變器每個采樣周期每相只能有一種電平狀態(tài)切換。下面以圖4中扇區(qū)1為例說明OFV。例如，圖5為五矢量110010-111001-221001-221011-220011在α-β和x-y平面的映射，僅從α-β平面來看，這五矢量可以合成參考電壓。但從x-y平面來看，這五矢量全部分布在x-y左半平面，無論其作用時間(非零)如何分配，其x-y平面的合成電壓都不為零，因此不滿足OFV選擇的原則。再例如，圖6為五矢量110001-111001-111111-120111-221111在α-β和x-y平面的映射。與圖5不同的是，這五矢量都分布在x-y左右半平面，其中矢量110001和矢量221111的長度是0.086 3VDC，矢量111001和矢量120111的長度是0.235 7VDC，理論上只要矢量110001和矢量221111的作用時間是矢量111001和矢量120111的2.731倍，這五矢量在x-y平面的合成電壓就為零，這樣的五矢量滿足OFV選取的原則。通過遍歷法，扇區(qū)1共8組五矢量滿足OFV選取原則，如表2所示。類似的方法也適用于扇區(qū)2-12。

圖5　五矢量(110010-111001-221001-221011-220011)在α-β平面和x-y平面映射Fig.5　Five vectors of 110010-111001-221001-221011-220011 in α-β and x-y space

圖6　五矢量(110001-111001-111111-120111-221111)在α-β平面和x-y平面映射Fig.6　Five vectors of 110001-111001-111111-120111-221111 in α-β and x-y space

編號最優(yōu)五矢量A110001-111001-111111-120111-221111B110001-111001-120001-120111-221111C110001-120001-120111-220011-221102D110000-120001-111001-221001-220111E110001-120001-221001-220011-221111F110001-220001-221001-220011-221111G110001-220002-220001-220011-221011H110000-220000-220001-221001-221011

1.4作用時間計算和作用區(qū)域劃分

傳統(tǒng)三相SVM策略中，矢量作用區(qū)域是NTV的3個矢量頂點圍成的封閉區(qū)域。與之不同的是，在三電平六相SVM策略中，OFV在α-β平面的作用區(qū)域受到其x-y平面的諧波電壓抑制情況的制約，因此OFV在α-β平面的作用區(qū)域并不能直接由五矢量的五個幾何頂點確定，其作用區(qū)域往往小于五矢量幾何頂點確定的封閉區(qū)域。

建立電壓伏秒平衡方程為

(8)

(9)

首先定義電壓利用率H和電壓調(diào)制度M分別為

(10)

(11)

從上述分析可知，本文提出的三電平六相VSD-SVM策略要求OFV在x-y平面的合成電壓為零。因此取式(9)中諧波電壓分量Vx=Vy=0，如果考慮到雙三相電機諧波反電動勢引入的諧波電壓可通過閉環(huán)檢測諧波電流的大小，動態(tài)給定Vx和Vy數(shù)值，令六相逆變器輸出相應的諧波電壓消除雙三相電機反電動勢引入的諧波電壓，從而抑制諧波電流?？紤]到其VSD-SVM設計步驟完全相同，本文仍令Vx=Vy=0。下面以表2中五矢量“A”為例，計算矢量作用時間和確定作用區(qū)域。通過解耦變換矩陣(1)將表2中五矢量A(110001-111001-111111-120111-221111)在α軸、β軸、x軸及y軸的投影值代入到式(9)中，可得矩陣解

(12)

式中，-π/12<π≤π/12。另外式(12)還具有時間約束條件：T1≥0，T2≥0，T3≥0，T4≥0和T5≥0。從式(12)可知，無論電壓利用率H(大于0)取何值，T1、T2、T4、T5都滿足時間大于等于零的約束條件。而T3≥0要求

(13)

所以

(14)

式中，當θ=0時H≤0.288 7，即Vref≤0.288 7VDC；當θ=±π/12時H≤0.298 9，即Vref≤0.298 9VDC。據(jù)此可確定表2中五矢量“A”的作用區(qū)域，如圖7所示。從圖7可看出，五矢量“A”的作用區(qū)域(圖中陰影區(qū)域)略小于五矢量幾何頂點(圖中加粗黑點)圍成的封閉區(qū)域。表2中五矢量“B～H”的作用時間計算和作用區(qū)域確定類似上述過程。圖8為扇區(qū)1中所有矢量作用區(qū)域，可看出三電平六相VSD-SVM策略最大電壓利用率H=0.577 3，比SPWM高15%，保留了SVM策略直流母線電壓利用率高的優(yōu)點。三電平六相SVM策略采用歸一化算法，因此圖4中扇區(qū)2～12內(nèi)，矢量作用時間的表達式和作用區(qū)域的劃分完全同扇區(qū)1。圖9展示了整個α-β空間矢量平面的作用區(qū)域被劃分成12個扇區(qū)共計96個區(qū)間。

圖7　五矢量“A”的作用區(qū)域Fig.7　The operational region of OFV-“A”in sector1

圖8　扇區(qū)1的8個作用區(qū)域Fig.8　Eight vector operational regions in sector 1

圖9　α-β平面矢量作用區(qū)域Fig.9　Vector operational regions in α-β space

1.5參考矢量位置判斷

參考矢量的位置決定了用哪些作用矢量去合成參考矢量。在傳統(tǒng)的SVM策略中，參考矢量位置判斷是基于點在線段上的幾何關系，當矢量作用區(qū)域分布復雜時(圖9)，這種方法效率很低。實際上，參考矢量位置判斷應是一個二維平面的幾何問題，而不僅是點與線段之間的一維關系。本文提出一種高效的參考矢量位置判斷方法，稱為“區(qū)域投影法”。下面以圖4中扇區(qū)1內(nèi)參考矢量的位置判斷為例加以說明，如圖10所示。

圖10　區(qū)域投影法示意圖Fig.10　Schematic diagram of region projection method

從圖10中可看出，扇區(qū)1中每個矢量作用區(qū)域(A1-H1)邊界都由本扇區(qū)中線、相鄰扇區(qū)中線(次相鄰扇區(qū)中線)以及扇區(qū)邊界線惟一確定。例如，作用區(qū)域F1的三條邊界線段別為d-m3、m3-e、e-d。其中d-m3與次相鄰扇區(qū)(扇區(qū)3)中線o-m5垂直，交點p6；m3-e與次相鄰扇區(qū)(扇區(qū)11)中線o-m1垂直，交點p1；e-d與本扇區(qū)(扇區(qū)1)中線o-m3垂直，交點p4。因此作用區(qū)域F1可由垂線段o-p1、o-p4、o-p6惟一確定，這樣一個二維的封閉區(qū)域就被投影到了3個一維的線段上。當參考矢量位于F1區(qū)間時，通過比較參考矢量在本扇區(qū)和次相鄰扇區(qū)中線上的投影線段長度(o-d1、o-d3、o-d5)與區(qū)域F1在本扇區(qū)和次相鄰扇區(qū)中線上的投影線段長度(o-p1、o-p4、o-p6)之間的大小關系即可確定參考矢量是否位于區(qū)域F1內(nèi)。例如在圖10中，o-d1≤o-p1，即參考矢量位于線段m3-e上方；o-d3≥o-p4，即參考矢量位于線段e-d右側；o-d5≤o-p6，即參考矢量位于線段d-m3下方，因此可確定參考矢量位于區(qū)域F1內(nèi)。區(qū)域投影法同樣適用于參考矢量位于圖10中其他區(qū)域的判斷。表3給出了圖10中用于參考矢量位置判斷的線段長度表達式(標幺值，基準值為VDC)。表4給出了參考矢量位于扇區(qū)1中區(qū)間A～H的判斷規(guī)則。

表3　扇區(qū)1中標注線段長度表達式

表4　扇區(qū)1中參考矢量位置判斷規(guī)則

1.6矢量作用順序優(yōu)化

對于NPC三電平逆變器而言，不同電壓矢量對直流側中點電位影響不同，其中冗余矢量具有平衡直流側中點電位的作用[18]。以圖1所示的NPC三電平六相VSI為例，冗余矢量(110000，221111)輸出的線電壓完全相同，但對直流側中點電位的影響恰恰相反。其中，矢量110000使負載接在電容Cdn兩端，有使電容Cdn放電的趨勢，因此具有拉低中點電位的作用，稱之為冗余負矢量。矢量221111使負載接在電容Cup兩端，有使電容Cup放電的趨勢，因此具有拉高中點電位的作用，稱之為冗余正矢量。動態(tài)分配冗余正負矢量的作用時間可用來平衡直流側中點電位。從圖4可看出，任何相鄰的冗余負矢量(或正矢量)之間只相差一種電平狀態(tài)，因此在矢量作用時序中，若以冗余負矢量(或正矢量)作為首發(fā)矢量和結束矢量，可保證作用矢量在不同區(qū)間之間能夠平滑切換，避免電平的突變。

本文定義五矢量作用順序優(yōu)化原則為：①以冗余負矢量(正矢量)作為首發(fā)矢量和結束矢量；②在一次采樣周期中，最大程度減小開關動作次數(shù)，減小開關損耗；③一個采樣周期內(nèi)，輸出電平關于中心對稱。實際上，表2中已給出前半個采樣周期(Ts/2)內(nèi)的滿足上述優(yōu)化原則的矢量作用順序。接下來只需對表2中五矢量順序進行對稱化，然后在中間插入冗余正矢量，便得到11段式OFV作用順序。例如，表2中五矢量A(110001-111001-111111-120111-221111)的11段式OFV量作用順序依次為110001-111001-111111-120111-221111-221112-221111-120111-111111-111001-110001。引入平衡因子λ(-1≤λ≤1)，可定義冗余負矢量作用時間T1n=(1+λ)T1/2，冗余正矢量作用時間T1p=(1-λ)T1/2。圖11為表2中五矢量A作用時，逆變器A相輸出電平時序圖。通過Bangbang控制動態(tài)調(diào)節(jié)平衡因子λ來平衡中點電位，具體調(diào)節(jié)規(guī)則是：當中點電位偏高時，取平衡因子λ>0，當中點電位偏低時，取平衡因子λ<0。

圖11　五矢量“A”作用時逆變器A相電平時序圖Fig.11　Phase-A voltage timing sequence under operating of OFV-“A”

2實驗結果

為了驗證上述三電平六相VSD-SVM策略的有效性，本文搭建了以英飛凌三電平模塊F3L100R07W2E3為主的NPC三電平六相VSI功率平臺，給一個六相RL負載供電。由于本文目的是研究三電平多相逆變器的調(diào)制策略，因此當不考慮電機各相繞組之間互感時，采用RL負載完全可以取代多相電機繞組進行實驗驗證。IGBT驅(qū)動芯片采用英飛凌無鐵心變壓器驅(qū)動心片1ED020I12F2。控制器采用“DSP+FPGA”結構，其中DSP(Dsp28335)用來進行浮點運算；FPGA(Xinlix-Spartan6)用來輸出24路帶有死區(qū)的PWM驅(qū)動信號。其他實驗參數(shù)如表5所示。實驗中可通過分析逆變器輸出相電壓中5、7次諧波含量來驗證本文所提出VSD-SVM策略對x-y平面6m±1(m=1，3，5…)次諧波的抑制效果。

表5　實驗參數(shù)

圖12～圖14分別給出了調(diào)制度M為0.9、0.6、0.3情況下的實驗波形。需要說明的是，本文實驗所用示波器Tektronix-TPS-2014B為4通道示波器，無法同時采集六相負載電流，圖12d、13d、14d所示六相負載電流波形是通過泰克示波器提供的軟件wavestar采集而成。其中，圖12a、圖13a、圖14a分別為對應調(diào)制度下逆變器A相電壓波形(相對負載中點O1)，其電平數(shù)依次為9、7、5；圖12b、圖13b、圖14b分別為對應調(diào)制度下A、C相之間線電壓波形，其電平數(shù)依次為5、5、3；圖12c、圖13c、圖14c分別為對應調(diào)制度下直流側電容電壓波形，可看到其最大波動幅值在0.5 V(0.5%VDC)以內(nèi)，因此實驗結果顯示直流側中點電位得到了有效控制；圖12d、圖13d、圖14d分別為對應調(diào)制度下六相負載電流波形，從圖中可看出，相鄰電流相位相差30°，次相鄰電流相位相差120°，正弦度較高；圖12e、圖13e、圖14e分別為為對應調(diào)制度下A相電壓頻譜圖，5次諧波電壓THD分別為0.64%、0.96%、1.23%，7次諧波電壓THD分別為0.49%、0.5%、1.18%。從上述實驗結果可看出，隨著調(diào)制度M的減小，5、7次諧波含量略有上升，但采用本文所提出的VSD-SVM后，它們都被控制在一個很小的范圍內(nèi)。因此實驗結果驗證了本文提出的三電平六相VSD-SVM策略的有效性。

圖12　調(diào)制度M為0.9時實驗波形Fig.12　Experimental results with modulation index of 0.9

圖13　調(diào)制度M為0.6時實驗波形Fig.13　Experimental results with modulation index of 0.6

圖14　調(diào)制度M為0.3時實驗波形Fig.14　Experimental results with modulation index of 0.3

3結論

本文提出一種新型的三電平六相VSD-SVM策略，可用于中壓大功率六相電機驅(qū)動系統(tǒng)。該方法可有效消除六相逆變器輸出的6m±1(m=1，3，5…)次諧波，同時保持SVM直流母線電壓利用率高和易于數(shù)字實現(xiàn)的優(yōu)點。給出了該方法的詳細設計步驟，包括矢量精簡原則、最優(yōu)五矢量選取方法、區(qū)域投影位置判斷以及開關次序母線電壓平衡方法。最后通過實驗驗證了本文提出的三電平六相VSD-SVM策略的有效性。

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作者簡介

陳健男，1992年生，工學碩士，研究方向為多電平功率變換技術、永磁同步電機驅(qū)動控制。

E-mail：hnsorry@yeah.net(通信作者)

王政男，1979年生，副研究員，博士生導師，研究方向為電力電子與電力傳動、新能源與分布式發(fā)電。

E-mail：tces235@126.com

Design of a Space Vector Modulation Strategy Based on Vector Space Decomposition for Three-Level Six-Phase Inverters

Chen JianWang ZhengCheng Ming

(School of Electrical EngineeringSoutheast UniversityNanjing210096China)

AbstractThis paper presents a novel space vector modulation (SVM) strategy based on vector space decomposition (VSD) for neutral point clamped (NPC) three-level six-phase inverter，which could be used in medium-voltage high-power AC electric drives.The principle is given as follows.The six-dimensional variables are decoupled and mapped into three two-dimensional spaces，namely the α-β space，the x-y space and the o1-o2 space.A vector simplified principle is proposed to reduce the number of the original vector from 729 to 417.Then the optimal five vectors (OFV) technique is designed to eliminate harmonic voltage in the x-y space.Meanwhile，the method of the region projection is proposed to improve thejudgment efficiency of the voltage reference vector in the complex region.The optimal vector operational order，by using the redundant negative vector as the first operation vector，balances the neutral point voltage effectively.Finally，the experimental resultsare given to verify the above mentioned theoretical developments.

Keywords：Vector space decomposition (VSD)，neutral point clamped (NPC)，three-level six-phase，optimal five vectors (OFV)，space vector modulation

中圖分類號：TM464；TM301.2

國家重點基礎研究發(fā)展(973)計劃項目(2013CB035603)、國家自然科學基金(51137001)和江蘇省青藍工程項目(1116000195)資助。

收稿日期2015-03-11改稿日期2015-06-10