三電平ANPC變流器中點(diǎn)電位控制策略研究

張 波， 葛瓊璇， 王曉新，李耀華

(1. 中國科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 中國科學(xué)院電工研究所，北京 100190；2. 中國科學(xué)院大學(xué), 北京 100049)

三電平ANPC變流器中點(diǎn)電位控制策略研究

張 波1,2， 葛瓊璇1， 王曉新1，李耀華1

(1. 中國科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 中國科學(xué)院電工研究所，北京 100190；2. 中國科學(xué)院大學(xué), 北京 100049)

本文詳細(xì)分析了三電平有源中點(diǎn)箝位(ANPC)變流器中點(diǎn)電壓波動產(chǎn)生的根本原因，提出了一種分區(qū)域控制的中點(diǎn)電位的平衡方法，該方法能夠?qū)崿F(xiàn)在變流器全范圍工作區(qū)域內(nèi)的中點(diǎn)電位平衡控制，且該方法運(yùn)算量小，易于實(shí)現(xiàn)，對于空間矢量脈寬調(diào)制和三角載波比較脈寬調(diào)制方法都適用；本文同時(shí)利用三電平ANPC變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)優(yōu)勢提出一種損耗平衡控制算法，改善了在高調(diào)制度低功率因數(shù)時(shí)中點(diǎn)電位平衡控制引起的開關(guān)損耗大的問題。通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文提出的控制方法能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)三電平ANPC變流器的中點(diǎn)電位波動抑制和橋臂損耗平衡的控制，具有較強(qiáng)的工程應(yīng)用價(jià)值。

三電平； 損耗； 有源中點(diǎn)箝位變流器； 中點(diǎn)電位； 脈寬調(diào)制

1 引言

在高壓大功率電力電子領(lǐng)域，三電平中點(diǎn)箝位(Neutral Point Clamped, NPC)變流器有著廣泛的應(yīng)用價(jià)值[1]。三電平NPC變流器同時(shí)存在橋臂開關(guān)器件損耗不一致[2]和中點(diǎn)電壓不平衡的問題，每相橋臂中產(chǎn)生最大損耗的開關(guān)器件決定了變流器的最大開關(guān)頻率和輸出容量，針對此問題，德國學(xué)者Bruckner[3,4]提出將有源開關(guān)器件與NPC二極管反向并聯(lián)的三電平有源箝位(Active Neutral Point Clamped, ANPC)變流器，如圖1所示。與三電平NPC變流器相比，三電平ANPC變流器具有更多的開關(guān)狀態(tài)和電流傳導(dǎo)路徑，可以通過合理應(yīng)用三電平ANPC變流器每相橋臂的各個開關(guān)器件的導(dǎo)通路徑來平衡各個開關(guān)器件的損耗，提高變流器的開關(guān)頻率或輸出容量，進(jìn)而提高輸出電壓波形質(zhì)量[5-7]。

圖1 三電平ANPC變流器主電路拓?fù)銯ig.1 Main circuit topology of 3L-ANPC VSC

為解決三電平NPC變流器中點(diǎn)電壓平衡控制問題，科研人員已經(jīng)進(jìn)行了廣泛的研究。三電平NPC變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在一定范圍內(nèi)對中點(diǎn)電壓的偶次諧波波動具有自平衡能力[8]，中點(diǎn)電壓自平衡能力之外，必須主動控制中點(diǎn)電壓的波動。這些主動控制方法可以分為兩種，一種中點(diǎn)電位控制方法是空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)，主要包括最近三矢量脈寬調(diào)制(NTSVPWM)[9,10]和虛擬空間矢量脈寬調(diào)制(VSVPWM)[11]；另一種中點(diǎn)電位控制方法是基于零序電壓注入的正弦脈寬調(diào)制策略(SPWM)[12]。通過調(diào)整小矢量占空比的NTSVPWM與零序電壓注入的SPWM能夠在一定的負(fù)載功率因數(shù)與調(diào)制比的范圍內(nèi)平衡中點(diǎn)電位，但在高調(diào)制比與低功率因數(shù)工作區(qū)間，這種控制策略存在中點(diǎn)電位的不可控區(qū)域，輸出波形會產(chǎn)生低次諧波。VSVPWM通過重新定義空間矢量，能夠在任意工作區(qū)間實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電壓的平衡控制，但是這種方法增加了變流器開關(guān)損耗和輸出電壓諧波。

本文詳細(xì)分析了三電平ANPC變流器中點(diǎn)電壓波動產(chǎn)生的原因及其表現(xiàn)形式，提出了一種三電平ANPC變流器全范圍工作區(qū)間中點(diǎn)電壓可控同時(shí)具有橋臂損耗平衡的控制方法。

2 三電平ANPC調(diào)制方法

以a相為例，NPC變流器中，上下橋臂的導(dǎo)通是由電流的方向決定的。開關(guān)管Ta2和Ta3在“0”狀態(tài)時(shí)始終是開通的。應(yīng)用有源開關(guān)管Ta5和Ta6后，通過開通Ta5和Ta2，相電流可以雙向流經(jīng)上橋臂和中點(diǎn)；同樣，開通Ta6和Ta3，相電流可以雙向流經(jīng)下橋臂和中點(diǎn)。開通Ta5和Ta2，關(guān)斷Ta6和Ta3可以輸出零電平，Ta4可以處于導(dǎo)通狀態(tài)也可以處于關(guān)斷狀態(tài)，同理，開通Ta6和Ta3，關(guān)斷Ta5和Ta2也可以輸出零電平，Ta1也可以處于導(dǎo)通狀態(tài)也可以處于關(guān)斷狀態(tài)。這就形成了四種零電平開關(guān)狀態(tài)，分別定義為“0U1”、“0U2”、“0L1”、 “0L2”，如表1所示。

表1 三電平ANPC變流器開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switch states of 3L-ANPC converter

對于傳統(tǒng)NPC變流器，假設(shè)電流和電壓都為正向，換流方式為+→0時(shí)，關(guān)斷Ta1，經(jīng)過一個死區(qū)時(shí)間，開通Ta3，電流不再流經(jīng)Ta1，改為流經(jīng)Da5，Ta2始終處于開通狀態(tài)，Ta4始終處于關(guān)閉狀態(tài)，Ta1、Da5承受最大的開關(guān)損耗。

三電平ANPC變流器換流方式如圖2所示。其中粗實(shí)線表示輸出Vdc/2時(shí)的導(dǎo)通路徑，虛線表示輸出零電平時(shí)的導(dǎo)通路徑，圓圈內(nèi)器件表示該換流方式承受開關(guān)損耗的器件。換流方式1(+?0U2)如圖2(a)所示，相電流流經(jīng)中點(diǎn)的上橋臂，考慮Vdc/2切換到零電平的情況，即+→0U2，首先關(guān)斷Ta6，然后關(guān)斷Ta1，一個死區(qū)時(shí)間后，開通Ta5，與傳統(tǒng)NPC變流器相同，Ta1、Da5承受最大的開關(guān)損耗。

圖2 三電平ANPC換流方式(ia>0)Fig.2 Commutations of positive rail in 3L-ANPC VSC

換流方式(+→0U1)與換流方式+→0U2的區(qū)別在于開通Ta5之后，最后開通Ta4，開通Ta4沒有損耗，對損耗分布沒有影響，本文不采用這種方式。

換流方式2(+?0L2)如圖2(b)所示。對于+→0L2，首先關(guān)斷Ta1，經(jīng)過一個死區(qū)時(shí)間之后，開通Ta3，所以零電平同時(shí)具有兩條導(dǎo)通路徑，即流經(jīng)Da5和Ta2或者流經(jīng)Ta6和Da3，Ta1產(chǎn)生了關(guān)斷損耗。為了使零電平狀態(tài)時(shí)只流經(jīng)Ta6和Da3，需要同時(shí)關(guān)斷Ta1和Ta2，對于高壓大功率變流器應(yīng)用場合應(yīng)避免同時(shí)關(guān)斷兩個開關(guān)器件，因此實(shí)際應(yīng)用時(shí)不采用這種換流方式。

換流方式3(+?0L1)如圖2(c)所示。對于+→0L1，首先關(guān)斷Ta2，Ta1仍然處于開通狀態(tài)，經(jīng)過一個死區(qū)時(shí)間之后，開通Ta3，此時(shí)Ta2、Da3產(chǎn)生最大的開關(guān)損耗。

在輸出電壓為-Vdc/2或者電流為負(fù)時(shí)，可采用類似的方法分析器件的損耗分布情況，其損耗分布如表2所示。

為了達(dá)到ANPC變流器每相橋臂損耗的平衡性，在一個調(diào)制周期內(nèi)本文提出如下?lián)Q流方式(如圖3所示)：換流方式1?換流方式1?換流方式3?換流方式1?換流方式1?換流方式3?…。

圖3 三電平ANPC零電平狀態(tài)切換方式Fig.3 Switching state transitions of zero level in 3L-ANPC converter

換流方式電流方向?yàn)檎娏鞣较驗(yàn)樨?fù)Ta1Ta2Da3Da4Da5Ta6Da1Da2Ta3Ta4Ta5Da61+?0U2√√√√3+?0L1√√√√2+?0L2√√√√20U2?-√√√√30U1?-√√√√10L2?-√√√√

根據(jù)圖3的零電平切換方式可以得出，在一個開關(guān)周期內(nèi)，開關(guān)管Ta1、Ta2、Ta3、Ta4開關(guān)次數(shù)相同， Ta5和Ta6在半個周期內(nèi)雖然有開關(guān)驅(qū)動信號，但沒有電流流經(jīng)，所以沒有產(chǎn)生開關(guān)損耗，有效開關(guān)次數(shù)與其他的開關(guān)管相同，達(dá)到了損耗平衡的目的。

3 三電平ANPC中點(diǎn)電壓波動分析

由于載波脈寬調(diào)制與空間矢量脈寬調(diào)制方式在本質(zhì)上具有一致性[13]，本文采用空間矢量調(diào)制方式分析中點(diǎn)電壓波動產(chǎn)生的原因。三電平ANPC變流器在空間矢量脈寬調(diào)制策略中包含27個矢量開關(guān)狀態(tài)，空間矢量表如圖4所示，開關(guān)狀態(tài)“-1”、“0”和“1”對應(yīng)輸出電壓分別為-Vdc/2、0和Vdc/2。

圖4 三電平ANPC空間矢量表和中點(diǎn)電流分布Fig.4 SV diagram for three-level ANPC converter and NP current corresponding to each vector

從圖4中可以看出，中點(diǎn)電流由六個中矢量和六個小矢量引起，零矢量和大矢量對中點(diǎn)電流沒有影響，中點(diǎn)電流的波動導(dǎo)致了中點(diǎn)電壓的波動，這就是三電平ANPC中點(diǎn)電壓波動產(chǎn)生的根本原因。

每個小矢量對應(yīng)一個冗余小矢量，兩個小矢量產(chǎn)生的中點(diǎn)電流的大小相等方向相反，以小矢量0-1-1為例，矢量0-1-1產(chǎn)生中點(diǎn)電流Inp=Ia，對應(yīng)的冗余小矢量100產(chǎn)生的中點(diǎn)電流Inp=-Ia，定義0-1-1為負(fù)小矢量sil，100為正小矢量sih，負(fù)小矢量的特點(diǎn)是一相或者兩相與直流母線負(fù)極相連，正小矢量的特點(diǎn)是一相或者兩相與直流母線正極相連，合理選擇正小矢量占空比dsih和負(fù)小矢量的占空比dsil，可以有效抑制中點(diǎn)電壓波動。假設(shè)Is為在一個調(diào)制波周期內(nèi)小矢量產(chǎn)生的平均中點(diǎn)電流：

(1)

由式(1)可以得出，在一個調(diào)制周期內(nèi)，Inp>0時(shí)，令dsih=dsi；Inp<0時(shí)，令dsil=dsi，此時(shí)Is可以達(dá)到最大值Ismax。反之，Inp<0時(shí)，令dsih=dsi；Inp>0時(shí)，令dsil=dsi，此時(shí)Is可以達(dá)到最小值Ismin。

假設(shè)Im為在一個調(diào)制波周期內(nèi)中矢量產(chǎn)生的平均中點(diǎn)電流：

(2)

式中，dmi為中矢量作用占空比，中矢量沒有冗余矢量，所以中矢量引起的中點(diǎn)電壓波動只能由正負(fù)小矢量去抵消。

平均中點(diǎn)電流Inp是小矢量中點(diǎn)電流和中矢量中點(diǎn)電流之和，即

Inp=Im+Is

(3)

中點(diǎn)電流最大值和最小值分別為：

Inpmax=Im+Ismax

(4)

Inpmin=Im+Ismin

(5)

功率因數(shù)角φ=30°、調(diào)制比m∈[0,1.15]、參考波頻率為50Hz時(shí)，中點(diǎn)電流波動情況如圖5所示(對中點(diǎn)電流Inp作了歸一化處理)。三電平ANPC變流器中點(diǎn)電壓波動是由中點(diǎn)電流引起的，消除中點(diǎn)電壓波動的前提是：中點(diǎn)電流為零，若要使中點(diǎn)電流為零，則中點(diǎn)電流Inp應(yīng)滿足：Inpmin0。

圖5 中點(diǎn)電流Im、Inpmax和 InpminFig.5 Im, Inpmax and Inpmin during fundamental cycle

從圖5可以看出，當(dāng)中點(diǎn)電流不滿足限制條件時(shí)，中點(diǎn)電流Inp不能在整個基波周期內(nèi)保持為零，原因是在大調(diào)制比低功率因數(shù)工作區(qū)域中大矢量和中矢量作用時(shí)間變長，小矢量作用時(shí)間減小，僅僅依靠小矢量不能保證中點(diǎn)電流為零。因此三電平中點(diǎn)電壓控制區(qū)域可分為小矢量可控區(qū)域和小矢量不可控制區(qū)域，如圖6所示。其中白色區(qū)域?yàn)樾∈噶靠煽貐^(qū)域，灰色區(qū)域?yàn)樾∈噶坎豢煽刂茀^(qū)域。

圖6 三電平ANPC變流器中點(diǎn)電位區(qū)域分布圖Fig.6 Distribution of regions in 3L-ANPC converter operation by small vectors

4 三電平ANPC變流器中點(diǎn)電位控制策略

根據(jù)第3節(jié)的分析，本文提出一種在兩種工作區(qū)間中點(diǎn)電位都可控的策略。首先將圖6分布圖進(jìn)行曲線擬合，圖中虛線以下白色部分為小矢量不可控區(qū)域，虛線以上灰色部分為小矢量不可控區(qū)域，虛線可以表示為調(diào)制比與功率因數(shù)角的分段函數(shù)，如式(6)所示：

(6)

三電平ANPC變流器在中點(diǎn)電位小矢量可控區(qū)域采用零序電壓注入法，控制框圖如圖7所示，其中Ud1與Ud2分別表示電容C1和C2的電壓幅值。一個基波周期內(nèi)，根據(jù)三相參考電壓Ua*、Ub*和Uc*的極性不同分6個區(qū)域進(jìn)行控制。當(dāng)Ua>0、Ub<0、Uc<0時(shí)定義為區(qū)域2，若ia>0，只要a相輸出電平為Vdc/2，b相或c相有一個輸出為零電平，則電路對電容C1放電，Ud1減小，Ud2增加；若ia<0，在同樣的條件下，Ud1增加，Ud2減??；若Ud1>Ud2，只要Ua*、Ub*和Uc*同時(shí)疊加一個偏移值sign(Uaia)·ΔU(sign為符號判斷函數(shù))，構(gòu)成新的參考電壓Ua**、Ub**和Uc**，可以使Ud1減小，Ud2增加。當(dāng)Ua<0、Ub>0、Uc>0時(shí)定義為區(qū)域5，零序電壓分量注入方法與區(qū)域2相同。其他區(qū)域分析類似，區(qū)域1(Ua>0,Ub<0,Uc>0)和區(qū)域4(Ua<0,Ub>0,Uc<0)注入零序電壓分量為sign(Ubib)·ΔU，區(qū)域3(Ua>0,Ub>0,Uc<0)和區(qū)域6(Ua<0,Ub<0,Uc>0)注入零序電壓分量為sign(Ucic)·ΔU。

圖7 零序電壓注入法控制框圖Fig.7 Block diagram of algorithm for CB-strategy with zero-sequence

若ANPC變流器工作在小矢量不可控區(qū)域，采用與VSVPWM等效的雙調(diào)制波脈寬調(diào)制方法，調(diào)制波函數(shù)表達(dá)式為：

(7)

(8)

式中，Uap和Uan分別為a相正調(diào)制波和負(fù)調(diào)制波，b相和c相調(diào)制波比a相滯后120°和240°。

中點(diǎn)電位分區(qū)間控制能夠使中點(diǎn)電位波動在較寬工作區(qū)間得到抑制，與整個工作區(qū)間應(yīng)用雙脈寬調(diào)制方法相比，此方法整體上減小了開關(guān)損耗，同時(shí)應(yīng)用ANPC損耗平衡控制方法，降低了橋臂半導(dǎo)體器件損耗的不平衡性，該方法能夠減小輸出電流諧波，對于電機(jī)驅(qū)動具有較強(qiáng)的應(yīng)用價(jià)值。

5 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文搭建了三電平ANPC變流器模型，仿真參數(shù)為：直流母線電壓Vdc=3kV,電容C1=C2=0.9mF,載波頻率fc=600Hz,調(diào)制波頻率f=50Hz，根據(jù)英飛凌IGBT(FZ1500R33HE3)構(gòu)造了損耗仿真模型。

開關(guān)器件Ta1、Ta2、Ta5分別與Ta4、Ta3、Ta6具有對稱結(jié)構(gòu)，其損耗相同，所以只給出了三個IGBT的開關(guān)損耗分布，工程應(yīng)用中通常IGBT與二極管集成到一個模塊中，散熱設(shè)計(jì)時(shí)IGBT和二極管共用同一塊散熱片，因此損耗仿真時(shí)也將兩者損耗求和處理，結(jié)果如圖8所示?？梢钥闯觯cNPC變流器相比，ANPC變流器中器件承受的最大損耗在全工作區(qū)間降低約30%，當(dāng)ANPC變流器開關(guān)頻率增加到1kHz時(shí)半導(dǎo)體器件承受最大應(yīng)力與NPC變流器相同，大大降低了輸出電壓THD。圖9(a)為采用零序電流注入法在中點(diǎn)電壓不可控區(qū)域的控制效果，圖9(b)為采用本文的分區(qū)域控制效果，仿真結(jié)果表明本文所提方法在小矢量不可控工作區(qū)間能夠抑制中點(diǎn)電壓波動。

圖8 三電平NPC與ANPC變流器損耗分布仿真Fig.8 Simulated loss distribution of three level NPC and ANPC converter

圖9 仿真結(jié)果對比(φ=90°, m=0.8)Fig.9 Simulated results of NP voltage ripple (φ=90°, m=0.8)

圖10 三電平ANPC變流器主電路及其控制系統(tǒng)Fig.10 Prototype of ANPC converter and control system

為驗(yàn)證仿真的正確性，搭建了75kV·A三電平ANPC變流器實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，整流側(cè)采用二極管不控整流，控制器采用MVME6100全數(shù)字控制器，如圖10所示。三電平ANPC變流器線電壓和a相電流波形如圖11所示，由于IGBT中內(nèi)置反向并聯(lián)二極管，封鎖IGBT Ta5、Ta6的觸發(fā)脈沖信號，三電平ANPC變流器可以轉(zhuǎn)換為三電平NPC變流器。ANPC變流器與NPC變流器各個開關(guān)管的電流波形如圖12所示，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在一個調(diào)制周期內(nèi)，NPC變流器開關(guān)管Ta1和二極管Da1、Da5各開關(guān)6次，Ta2/Da2以調(diào)制電壓頻率動作，Ta1/Da1在調(diào)制電壓正半周期承受較大的導(dǎo)通損耗，沒有開關(guān)損耗。而在ANPC變流器中開關(guān)管和二極管Ta1/Da1、Ta2/Da2、Ta5/Da5在一個調(diào)制周期內(nèi)各開關(guān)4次，三個開關(guān)器件平均分配了開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，其他開關(guān)器件具有對稱的電流波形。根據(jù)各個開關(guān)管的電流波形和IGBT、二極管的數(shù)據(jù)手冊，計(jì)算出NPC中開關(guān)管Ta1/Da1、Ta2/Da2、Da5總損耗分別為189W、232W、16W, ANPC中開關(guān)管Ta1/Da1、Ta2/Da2、Ta5/Da5總損耗分別為188W、190W、40W，由此可以得出，NPC與ANPC變流器總損耗基本相同，ANPC變流器有效降低了NPC變流器中承受最大應(yīng)力的開關(guān)器件的損耗，平衡了開關(guān)器件的損耗。

圖11 線電壓和相電流波形(φ=20°, m=0.8)Fig.11 Experimental results of NP voltage ripple, line-to-line voltage and current of phase (φ=20°, m=0.8)

圖12 各開關(guān)管電流波形(φ=20°, m=0.8)Fig.12 Experimental results of devices current (φ=20°, m=0.8)

為驗(yàn)證中點(diǎn)電壓控制策略，電容C2并聯(lián)了600Ω放電電阻，以增大中點(diǎn)電壓的不平衡性，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示。應(yīng)用本文方法可以在半個調(diào)制周期內(nèi)達(dá)到上下電容電壓的平衡，與單純采用載波調(diào)制控制方法相比，本文所提出的中點(diǎn)電壓控制策略響應(yīng)速度快，中點(diǎn)電壓波動得到了有效抑制。與全工作區(qū)間采用虛擬空間適量調(diào)制方式相比，此方法能夠減小器件開關(guān)損耗，提高變流器可靠性。

圖13 中點(diǎn)電壓波動實(shí)驗(yàn)波形(φ=80°, m=0.8)Fig.13 Experimental results of NP voltage ripple and the currents of three phases (φ=80°, m=0.8)

6 結(jié)論

本文分析了三電平ANPC變流器中點(diǎn)電壓不平衡產(chǎn)生的本質(zhì)原因，提出了一種在變流器全范圍工作區(qū)間中點(diǎn)電壓平衡的控制策略，綜合利用零序電流注入法與虛擬空間矢量法在中點(diǎn)電壓控制中的優(yōu)勢，本文所提的三電平ANPC變流器控制方法能夠同時(shí)滿足橋臂損耗平衡控制和中點(diǎn)電壓波動的抑制，有效提高了變流器輸出容量，增加了波形質(zhì)量，減小變流器諧波噪聲，在高壓大功率變頻領(lǐng)域具有重要的應(yīng)用價(jià)值。

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Research on neutral point potential balancing for three-level ANPC converter

ZHANG Bo1,2, GE Qiong-xuan1, WANG Xiao-xin1, LI Yao-hua1

(1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China； 2. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

The basic cause of three level neutral point voltage variation for active neutral point clamped (ANPC) converter is analyzed in detail in this paper, and then a new neutral point voltage balancing modulation approach based on piecewise control is presented. By using this approach, the neutral point voltage variation can be restrained among all operation regions of three level ANPC converter, and this approach is characterized by the small calculating amount, easily to be implemented and suitable for both space vector pulse width modulation and triangle carrier wave comparing pulse width modulation. The increased power loss caused by neutral point voltage balancing modulation in the high modulation ratio low power factor region is decreased by the proposed loss balancing control method based on the ANPC topology. Simulation and experiments proved that the proposed approach can restrain neutral point voltage variation and balance the power loss of devices of three level ANPC converter, and this method is suitable for practical application.

three-level； loss； ANPC； neutral point voltage； PWM

2016-02-19

國家高技術(shù)研究發(fā)展計(jì)劃(863計(jì)劃)項(xiàng)目(2014AA052602)

張 波(1986-)， 男， 河北籍， 博士研究生， 研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮幼兞髌骺刂萍夹g(shù)； 葛瓊璇(1967-)， 女， 江西籍， 研究員， 博士生導(dǎo)師， 研究方向?yàn)榇蠊β首兞髌骷案咝阅茈姍C(jī)牽引控制技術(shù)。

TM 46

A

1003-3076(2016)08-0001-07