應(yīng)用于Wi-Fi頻段的背腔式縫隙天線設(shè)計(jì)

崔勇　王勇　楊世武

(北京交通大學(xué)電子信息工程學(xué)院,北京 100044)

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應(yīng)用于Wi-Fi頻段的背腔式縫隙天線設(shè)計(jì)

崔勇王勇楊世武

(北京交通大學(xué)電子信息工程學(xué)院,北京 100044)

摘要采用波導(dǎo)反射模型分析了背腔深度對縫隙天線輻射特性的影響,通過仿真計(jì)算,確定了當(dāng)背腔深度等于四分之一波導(dǎo)波長時(shí),金屬背腔會(huì)使縫隙天線的輸入電阻加倍,但對輸入電抗產(chǎn)生影響較小,根據(jù)以上仿真結(jié)果,提出了一種有效的背腔式縫隙天線的輸入阻抗電路模型,分析了饋電位置和縫隙長度對天線諧振點(diǎn)的影響,為縫隙天線的多頻點(diǎn)設(shè)計(jì)提供了理論依據(jù).結(jié)合仿真工具,設(shè)計(jì)了兩類工作于Wi-Fi頻段的背腔式縫隙天線:第一類天線工作于室外2.4 GHz頻段;第二類天線可以同時(shí)工作于2.4 GHz和5.2 GHz頻段.最后，對天線的S(11)系數(shù)進(jìn)行了實(shí)測,實(shí)測與仿真結(jié)果基本一致.

關(guān)鍵詞波導(dǎo)反射模型;電路模型;背腔式縫隙天線;Wi-Fi;多頻

DOI10.13443/j.cjors.2015013101

Design of the cavity-backed slot antenna for Wi-Fi band application

CUI YongWANG YongYANG Shiwu

(SchoolofElectronicandInformationEngineering,BeijingJiaotongUniversity,Beijing100044,China)

Abstract In this paper, the effect of the cavity depth on the radiation of the slot antenna is analyzed with the innovative waveguide reflection model. With the help of the simulation results, we make sure that when the cavity depth equals to one quarter guide wavelength, the cavity will double the input resistance of the slot antenna, but has small effect on the input reactance. According to the simulation result, an effective input resistance circuit model of the cavity-backed slot antenna(CBSA)is built. The effect of the feed position and slot length on the resonant frequency is also analyzed, which is the theoretical basis for the design of multi-frequency slot antenna. Based on the simulation tool, two kinds of CBSA working at Wi-Fi band are designed. One kind works at 2.4 GHz for outdoor application, another works at 2.4 GHz and 5.2 GHz. In the end, theS11coefficient of the antenna is tested, the measurement results agree well with the simulation results.

Keywords the waveguide reflection model; model of the circuit; cavity-backed slot antenna (CBSA); Wi-Fi; multi-frequency

引言

對背腔式縫隙天線(Cavity-backed Slot Antenna, CBSA)的研究20世紀(jì)50年代已經(jīng)開始,然而背腔式縫隙天線始終沒有形成完整的設(shè)計(jì)理論,而且受當(dāng)時(shí)的計(jì)算機(jī)運(yùn)算能力的限制,使這類天線的實(shí)用化設(shè)計(jì)非常困難.現(xiàn)在隨著仿真計(jì)算能力的提升,背腔式縫隙天線越來越受到人們的重視,特別是在共面性要求較高的領(lǐng)域.相比于現(xiàn)在常用的棒狀天線和微帶天線,背腔式縫隙天線具有堅(jiān)固可靠、共面性好和易加工等優(yōu)點(diǎn).論文主要在背腔深度對CBSA輻射性能的影響、輸入阻抗電路模型的建立、天線的實(shí)用性以及多頻點(diǎn)設(shè)計(jì)等方面進(jìn)行了研究,得到了天線設(shè)計(jì)的相關(guān)經(jīng)驗(yàn)結(jié)論.

縫隙天線的基本模型最早是由H.G.Booker在1946年提出[1],其模型建立在無限大、無限薄的理想金屬板上,縫隙假設(shè)無限細(xì),該模型只用來進(jìn)行理論分析.1948年,A.F.Stevenson在文獻(xiàn)[2]中首先提出了具有使用價(jià)值的波導(dǎo)縫隙天線.1957年,A.A.Oliner推出了波導(dǎo)縫隙天線的等效電路表達(dá)式[3],并使用數(shù)值方法計(jì)算出了寬壁縫隙天線的諧振頻率.C.R.Cockrell在1974年使用坡印廷定理對天線的輸入阻抗進(jìn)行了分析,得到了輸入阻抗隨背腔深度變化的曲線[4],為波導(dǎo)縫隙天線設(shè)計(jì)提供了理論支持,但是其模型的缺點(diǎn)是假設(shè)口面場呈理想化的正弦分布.1977年,S.A.Long通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果推導(dǎo)出了在一定頻率范圍、腔體截面和縫隙長度下的天線輸入阻抗數(shù)學(xué)表達(dá)式[5],這個(gè)表達(dá)式是頻率和背腔深度的函數(shù),其缺點(diǎn)是沒有考慮到饋電位置對天線性能的影響,而且天線的工作頻率范圍有限.在國內(nèi),吳信寶等人雖然使用并矢格林函數(shù)簡化了矩量法的數(shù)值運(yùn)算[6],但因?yàn)槠淅碚撃Ｐ褪羌僭O(shè)縫隙天線位于無限大、零厚度的理想金屬板上,所以其低頻的數(shù)值運(yùn)算結(jié)果與S.A.Long的實(shí)驗(yàn)結(jié)果相比有較大誤差.在最近幾年中,背腔縫隙天線受到越來越多人的關(guān)注,許多新型天線加工技術(shù)層出不窮.2008年上海交通大學(xué)的陳偉強(qiáng)等人使用微機(jī)電技術(shù)(Micro-Electro-Mechanical System, MEMS)加工出工作在Ka頻段的毫米波縫隙天線[7],其帶寬能達(dá)到80%,增益約6.8 dB;2008年,Guo QingLuo等人采用基于基片集成(Substrate-Integrated,SI)的工藝設(shè)計(jì)出來了工作在X波段的CBSA[8].論文中設(shè)計(jì)的CBSA在結(jié)構(gòu)盡可能簡單的前提下,可以做到完全代替?zhèn)鹘y(tǒng)的單極子天線和微帶天線,可以使用在共面要求較高的領(lǐng)域.

本論文使用波導(dǎo)反射模型分析了背腔深度對縫隙天線輻射特性的影響,并根據(jù)仿真結(jié)果建立了背腔式縫隙天線輸入阻抗的電路模型.通過仿真計(jì)算,得到了背腔深度、縫隙長度、饋電位置對天線諧振頻率的影響,從而獲得了CBSA的工程設(shè)計(jì)規(guī)律.最后在理論和仿真的基礎(chǔ)上,分別設(shè)計(jì)了2.4 GHz單頻(工作頻段為2.35～2.53 GHz),以及多頻(工作頻段為2.35～2.6 GHz、5.15～5.4 GHz和5.7～5.85 GHz)背腔式縫隙天線,并對天線的S11系數(shù)進(jìn)行了實(shí)測分析.

1理論分析

1.1波導(dǎo)反射模型

在CBSA天線設(shè)計(jì)過程中,背腔深度是對縫隙天線特性影響大的參數(shù),也是首先應(yīng)該確定的參數(shù).文獻(xiàn)[9]和文獻(xiàn)[10]給出了不同的背腔深度結(jié)論,最主要的爭論是背腔深度應(yīng)采用二分之一波長還是四分之一波長,該波長是波導(dǎo)波長還是空氣波長.對于這一問題,論文通過金屬波導(dǎo)反射模型予以探究,模型如圖1所示.

圖1　CBSA的入射電磁波(上)和反射電磁波(下)

圖1中CBSA可以看成是一端開縫隙一端截止的矩形波導(dǎo)結(jié)構(gòu),矩形波導(dǎo)中傳播的主模是TE10模,入射到矩形波導(dǎo)內(nèi)的橫向電磁場分量可以表示為:

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

(7)

(8)

以x方向的電場為例,從金屬背腔內(nèi)輻射到自由空間的總電場為

(9)

此時(shí)縫隙口面處總的電場呈現(xiàn)駐波的形式,當(dāng)z=-(2n+1)λg/4,n=0,1,2,…時(shí),總電場最大;當(dāng)z=-nλg/2時(shí),電場為零,其中λg為波導(dǎo)波長.

根據(jù)電磁場垂直入射終端短路的波導(dǎo)模型的分析,當(dāng)背腔深度為λg/4的奇數(shù)倍時(shí),波導(dǎo)開口處的電場強(qiáng)度最大.以上過程僅考慮了背腔深度對終端短路的波導(dǎo)內(nèi)電磁場分布的影響,而對于CBSA而言,還需要分析背腔深度對天線輸入阻抗的影響.下面基于有限元法仿真分析了背腔深度對縫隙天線輸入阻抗的影響,并根據(jù)仿真結(jié)果,建立了CBSA的電路模型.

1.2CBSA輸入阻抗電路模型

為了建立CBSA的電路模型,首先通過HFSS仿真軟件,對比分析了平板縫隙天線與CBSA輸入阻抗隨頻率變化的曲線,最后根據(jù)仿真結(jié)果,結(jié)合縫隙天線,建立了CBSA輸入阻抗的電路模型.仿真中,CBSA的縫隙側(cè)與平板縫隙天線的導(dǎo)體平面大小一致,兩者所開縫隙的長度為6.25 cm, 為2.4 GHz的半波長,饋電位置采用中心饋電.CBSA背腔深度為2.4 GHz時(shí)的四分之一波導(dǎo)波長,平板縫隙天線和CBSA的輸入電阻和輸入電抗分別如圖2(a)、(b)所示,其中slot代表平板縫隙天線,BS代表背腔式縫隙天線.

(a) 實(shí)部

從圖2中可以看出,在諧振點(diǎn)2.4 GHz附近,CBSA的輸入電阻近似是平板縫隙天線的兩倍,而CBSA的電抗部分變化較小,但是CBSA電抗曲線變得更加陡峭,這說明天線的帶寬特性惡化,天線工作帶寬變窄,這也是背腔結(jié)構(gòu)給縫隙天線帶來的影響.根據(jù)仿真分析可以得到如下結(jié)論,長度為四分之一波導(dǎo)波長的背腔深度不會(huì)對縫隙天線的諧振狀態(tài)產(chǎn)生較大影響,即基本不會(huì)改變天線的輸入電抗數(shù)值,但是會(huì)使天線的輸入電阻加倍,從而影響天線的匹配狀態(tài).

根據(jù)背腔結(jié)構(gòu)對縫隙天線輸入阻抗影響的仿真結(jié)果,建立了平板縫隙天線和背腔式縫隙天線特性阻抗的電路模型.圖3是平板縫隙天線的電路模型,圖中R1和R2分別表示雙向輻射天線每一側(cè)的輻射電阻,電抗部分為jBslot.在理想情況下,雙向輻射電阻R1和R2相等,天線總輸入電阻為Rin=R1∥R2=1/2R.圖4是CBSA的輸入阻抗電路模型,圖中背腔一側(cè)的電路可以看成是短路,背腔深度為c.根據(jù)終端短路的傳輸線模型,當(dāng)c等于λg/4時(shí),該傳輸線在始端相當(dāng)于開路,因而對電抗部分jBslot幾乎沒有影響,此時(shí)只要保證縫隙天線處于諧振狀態(tài),就可以保證帶背腔結(jié)構(gòu)的縫隙天線即CBSA處于諧振狀態(tài).縫隙天線的諧振頻率,可以通過調(diào)節(jié)天線的饋電位置和縫隙長度來得到.諧振狀態(tài)下,CBSA的Bslot=0,此時(shí)CBSA的輸入電阻變?yōu)镽′=R1=R,與平板縫隙天線相比,CBSA輸入電阻加倍.

圖3　平板縫隙天線輸入阻抗電路模型

圖4　背腔式縫隙天線輸入阻抗電路模型

2室外2.4 GHz CBSA的設(shè)計(jì)

基于理論分析結(jié)合仿真工具HFSS,設(shè)計(jì)了實(shí)際使用的室外2.4 GHz全向輻射CBSA.天線設(shè)計(jì)采用全波偶極子縫隙,仿真過程中,盡可能地模擬天線實(shí)際工作情況,考慮了天線負(fù)載,包括背腔內(nèi)電路模塊和背腔外層的防雨薄膜(聚四氟乙烯)對天線性能的影響,對影響天線性能的各個(gè)變量進(jìn)行參數(shù)掃描分析.

圖5是天線參數(shù)掃描的結(jié)果.分析參數(shù)掃描結(jié)果得到了CBSA設(shè)計(jì)的經(jīng)驗(yàn)性結(jié)論:背腔深度、縫隙長度影響天線的諧振點(diǎn),背腔越深,縫隙越長,天線的諧振頻率越小;饋電位置影響天線的阻抗匹配狀態(tài),可以通過偏饋的方式來獲得最優(yōu)的阻抗匹配.最后通過天線優(yōu)化功能獲得了2.4 GHz背腔式縫隙天線設(shè)計(jì)的最優(yōu)參數(shù),如表1所示.

(a) 天線的S11系數(shù)與縫隙長度之間的關(guān)系圖

(b) 天線的S11系數(shù)與背腔深度的關(guān)系

(c) 天線的S11系數(shù)與天線饋電位置的關(guān)系圖圖5　天線參數(shù)掃描結(jié)果

根據(jù)仿真結(jié)果,通過AutoCAD繪制了天線結(jié)構(gòu)圖并加工了天線實(shí)物,如圖6所示.同軸接頭通過同軸電纜與縫隙相連:同軸電纜的中心導(dǎo)體與屏蔽層分別與縫隙的兩個(gè)長邊相連.在全電波暗室(Anechoic Chamber)中用HP8720D矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對天線的S11系數(shù)進(jìn)行了測試.

表1　2.4 GHz背腔式縫隙天線設(shè)計(jì)參數(shù)

圖7是天線實(shí)測與仿真的結(jié)果對比,從圖中可以看出防水薄膜對天線S11系數(shù)的影響很小.縫隙天線的諧振點(diǎn)位于2.48 GHz處,諧振點(diǎn)處的天線S11系數(shù)為-32 dB,對應(yīng)的SWR(駐波比)為1.06,阻抗匹配良好.在頻段2.35～2.53 GHz內(nèi),天線的S11系數(shù)小于-10 dB,滿足2.4 GHz無線終端的工作需要.圖8是天線方向性圖實(shí)測與仿真結(jié)果的對比,左圖為天線的E面方向性圖,右圖為天線的H面方向性圖,0°角對應(yīng)縫隙輻射的方向.從圖中可以看出,天線方向圖的實(shí)測和仿真結(jié)果基本一致.

圖6　CBSA結(jié)構(gòu)與實(shí)物圖

圖7　S11系數(shù)實(shí)測與仿真結(jié)果的對比

圖8　方向性圖實(shí)測與仿真結(jié)果的對比

3多頻點(diǎn)CBSA天線的設(shè)計(jì)

3.1縫隙天線多頻點(diǎn)設(shè)計(jì)理論

根據(jù)CBSA的仿真結(jié)果可知,縫隙長度、背腔深度和饋電位置都會(huì)改變天線的諧振特性,所以理論上只要調(diào)節(jié)以上物理參數(shù)就可以獲得想要的諧振頻率.縫隙天線的饋點(diǎn)與縫隙一起構(gòu)成了單極子,如圖9所示,其中縫隙長度l1和l2分別對應(yīng)不同的天線諧振點(diǎn),通過合理地改變l1和l2的長度就可以獲得想要的天線諧振頻率.

圖9　多頻點(diǎn)縫隙天線原理圖

通過調(diào)節(jié)饋電位置,可以實(shí)現(xiàn)縫隙天線的多頻點(diǎn)設(shè)計(jì).在圖7實(shí)測的2.4 GHz背腔式縫隙天線S11曲線中,總長l1+l2=13.7 cm的全波縫隙偶極子天線的諧振點(diǎn)為2.4 GHz.除此之外,還出現(xiàn)了另外兩個(gè)諧振點(diǎn),諧振點(diǎn)f1=1.6 GHz正好對應(yīng)縫隙長度為l1=9.4 cm和饋線組成的半波長單極子天線;諧振點(diǎn)f2=3.5 GHz對應(yīng)縫隙長度為l2=4.3 cm和饋線組成的半波長單極子天線.

考慮天線小型化設(shè)計(jì),采用折合縫隙輻射方式.折合振子是兩根或者多根具有相同特性阻抗值的導(dǎo)線,而折合縫隙則是折合振子的對偶形式天線.如果多根振子的距離很接近(距離約為λ/100左右)而且導(dǎo)線上的電流相同,則N根折合二分之一波長偶極子天線的輸入阻抗為70N2[11].根據(jù)巴比涅原理以及單極子鏡像理論[12],可以得到相應(yīng)折合單極子縫隙振子的輸入阻抗為

(10)

天線要想和50 Ω的饋線進(jìn)行阻抗匹配,則N≈2,天線縫隙結(jié)構(gòu)如圖10所示,其中λ1和λ2是2.4 GHz和5.2 GHz對應(yīng)的波長.

圖10　50 Ω折合縫隙天線結(jié)構(gòu)示意圖

因?yàn)榭p隙長度對應(yīng)的輻射縫隙有二折合縫隙也有單縫隙,這就導(dǎo)致了縫隙阻抗公式不是嚴(yán)格的(60π)2/(140N2),還需要通過適當(dāng)?shù)卣{(diào)整饋電位置和縫隙長度來獲得天線良好的阻抗匹配.

對于背腔深度的確定,根據(jù)波導(dǎo)波長公式

(11)

可知,背腔深度掃描區(qū)間可以設(shè)為c=λg1/4～λg2/4=2.1～3.6cm,其中λg1=8.49cm對應(yīng)5.2GHz時(shí)的波導(dǎo)波長,λg2=14.43cm對應(yīng)2.4GHz時(shí)的波導(dǎo)波長.

3.2天線仿真與實(shí)測分析

通過仿真優(yōu)化,得到了天線設(shè)計(jì)的最優(yōu)尺寸:天線的縫隙為雙縫隙,左側(cè)縫隙長度為l1=6 cm,對應(yīng)的諧振頻率為f1=2.4 GHz;右側(cè)縫隙長度為l2=4.2 cm,對應(yīng)的諧振頻率為f2=5.2 GHz.饋電位置為fd=3 cm,背腔深度c=2.2 cm,天線通過修改縫隙長度和饋電位置來改變天線的諧振點(diǎn).

圖11是天線實(shí)物圖,圖12是天線S11系數(shù)的實(shí)測和仿真對比圖.從圖12中可以看出實(shí)測與仿真結(jié)果中的天線諧振點(diǎn)基本一致,實(shí)測天線的工作頻帶為2.35～2.6 GHz、5.15～5.4 GHz和5.7～5.85 GHz,基本符合802.11a/b/c/g通信頻帶的工作要求.實(shí)際上,由于加工工藝的缺陷,右側(cè)縫隙切割的長度不精確,導(dǎo)致天線的5.2 GHz處的工作頻點(diǎn)偏移,帶寬較窄.

圖11　雙頻點(diǎn)背腔式縫隙天線實(shí)物圖

圖12　實(shí)測與仿真對比圖

4結(jié)論

論文首先利用波導(dǎo)內(nèi)電磁波反射模型分析了背腔深度對縫隙天線輻射特性的影響,并根據(jù)仿真結(jié)果,建立了CBSA輸入阻抗的電路模型.根據(jù)仿真結(jié)果,得到CBSA設(shè)計(jì)的基本原則:當(dāng)背腔深度等于四分之一波導(dǎo)波長時(shí),在較小的頻段范圍內(nèi),背腔深度對縫隙天線的輸入電抗影響很小,但會(huì)使縫隙天線的輸入電阻加倍;天線的阻抗匹配狀態(tài)與饋電位置有關(guān),可以通過調(diào)整天線的饋電位置來實(shí)現(xiàn)天線的阻抗匹配;縫隙長度和饋電位置決定天線的諧振頻率,通過調(diào)節(jié)這兩個(gè)參數(shù)來實(shí)現(xiàn)天線的多頻點(diǎn)設(shè)計(jì).

根據(jù)理論分析以及利用仿真工具HFSS的優(yōu)化結(jié)果,制作了工作于室外2.4 GHz和同時(shí)工作于2.4 GHz和5.2 GHz的Wi-Fi天線.實(shí)測結(jié)果顯示,2.4 GHz天線的工作頻段為2.35～2.53 GHz(S11<-10 dB),多頻天線的工作頻段為2.35～2.6 GHz、5.15～5.4 GHz和5.7～5.85 GHz,基本符合802.11a/b/c/g通信工作頻帶的要求.

CBSA的應(yīng)用場景十分廣闊,從民用的無線傳感器到軍用的機(jī)載或艦載的無線收發(fā)裝置都可以使用.在未來設(shè)計(jì)中,CBSA可以借鑒微帶縫隙天線的優(yōu)勢,突破帶寬與增益之間的矛盾,朝著多頻點(diǎn)、高增益的方向發(fā)展.

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崔勇(1975-),男,山西人,博士,講師,研究方向?yàn)殡姶偶嫒?、天線與電波傳播.

王勇(1989-),男,山東人,碩士研究生,研究方向?yàn)殡姶偶嫒菖c天線設(shè)計(jì).

楊世武(1967-),男,山西人,博士,副教授,研究方向?yàn)殍F路信號抗干擾技術(shù).

作者簡介

中圖分類號TN82

文獻(xiàn)標(biāo)志碼A

文章編號1005-0388(2016)01-0150-07

收稿日期：2015-01-31

崔勇, 王勇, 楊世武. 應(yīng)用于Wi-Fi頻段的背腔式縫隙天線設(shè)計(jì)[J]. 電波科學(xué)學(xué)報(bào),2016,31(1):150-156. DOI: 10.13443/j.cjors.2015013101

CUI Y, WANG Y, YANG S W. Design of the cavity-backed slot antenna for Wi-Fi band application[J]. Chinese journal of radio science,2016,31(1):150-156. (in Chinese). DOI: 10.13443/j.cjors.2015013101

資助項(xiàng)目: 中國鐵路總公司科技研究開發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目(2014X0008-I)

聯(lián)系人： 崔勇 E-mail:cuiyong@bjtu.edu.cn