多電飛機電環(huán)控系統(tǒng)的電磁輻射發(fā)射特性研究

摘 要： 首先分析了多電飛機電環(huán)控系統(tǒng)中產生電磁干擾的主要來源，即三相脈寬調制（PWM）逆變器。根據(jù)三相PWM逆變器電路的工作原理和簡化電路，分析得出產生電磁干擾的共模電流，同時將共模電流作為電環(huán)控系統(tǒng)電磁輻射模型的激勵源，據(jù)此建立了多電飛機電環(huán)控系統(tǒng)電磁輻射發(fā)射的模型。繼而采用三維電磁仿真軟件CST來研究電環(huán)控系統(tǒng)對客艙內的電磁環(huán)境的影響以及對穿艙線纜的電磁耦合效應。研究結果表明，電環(huán)控系統(tǒng)產生的電磁干擾導致客機內電磁環(huán)境惡化，客艙內以及其他系統(tǒng)機箱內的干擾的電場強度增加和穿艙線纜上的感應電流增大。

關鍵詞： 電磁干擾； 電環(huán)控系統(tǒng)； 電磁輻射； 多電飛機； CST

中圖分類號： TN03?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）03?0138?05

Study on emission characteristics of electromagnetic radiation for

MEA electric environmental control system

JIANG Dan， CAO Qunsheng

（College of Electronic and Information Engineering， Nanjing University of Aeronautics and Astronautics， Nanjing 210016， China）

Abstract： The three?phase PWM inverter as the main electromagnetic interference source generated from more electric aircraft （MEA） electric environmental control system is analyzed. According to the working principle of the three?phase PWM inverter circuit and its simplified circuit， the common mode current causing the electromagnetic interference is obtained by analysis. The common mode current is taken as the excitation source of the electromagnetic radiation model for the electric environmental control system to establish the electromagnetic radiation emission model of the MEA electric environmental control system. The electric environmental control system influencing on the electromagnetic environment in the cabin and electromagnetic coupling effect of the cabin cable is studied with 3D electromagnetic simulation software CST. The research results show that the electromagnetic interference generated by electric environmental control system makes the electromagnetic environment deterioration within the aircraft， increase the electric field strength of the interference in the cabin and other system crates and induced current of the cabin cable.

Keywords： electromagnetic interference； electric environmental control system； electromagnetic radiation； more electric aircraft； CST

0 引 言

在20世紀70年代已經提出了多電飛機（More Electric Aircraft，MEA）的概念，當時稱為全電飛機。對于傳統(tǒng)飛機，二次能源是液壓能、氣壓能和電能三種混合能源模式[1]。飛機液壓系統(tǒng)由油壓驅動執(zhí)行機構完成特定操縱動作，主要用于起落架、襟翼和減速板的收放，前輪轉彎操縱，驅動風擋雨刷和燃油泵的液壓馬達，驅動副翼、升降舵和方向舵的助力器等；氣壓能主要來自于發(fā)動機的壓氣機壓縮后的高壓高溫空氣，主要用于防冰、除冰和作為飛機環(huán)境控制系統(tǒng)的原動力。飛機上的多種二次能源使飛機和發(fā)動機的結構變得復雜、性能降低、重量大、價格高，并且能源的使用效率降低，可靠性和生命力降低。而電能與液壓能、氣壓能相比，具有容易輸送、分配和變換以及減少設備元件重量和尺寸的優(yōu)點，可以提高設備可靠性。多電飛機就是用電能代替集中式的液壓能源和氣壓能源，使各種二次能源統(tǒng)一為電能，二次功率均以電的形式傳輸、分配。

在多電飛機上大量的高功率密度電動機、電力作動器（EMA）、多種電能變換器和其他多種用電設備給多電飛機的電磁安全帶來了隱患[2]。多電系統(tǒng)的使用帶來了更強的電磁傳導和輻射，對機上電磁環(huán)境產生了嚴重的不良影響。由于飛機各系統(tǒng)內部設備之間，各系統(tǒng)之間各類互連電纜多達上千條，數(shù)據(jù)表明，一架波音747大型客機的電纜總長度[3]達到274 km。導線可以認為是高效率的電磁波接收天線和電磁波輻射天線。在各種多電系統(tǒng)中，電環(huán)控系統(tǒng)的功率最高，對電能的需求最高，對其他系統(tǒng)的電磁影響也最顯著；因此有必要重點對多電飛機中的電環(huán)控系統(tǒng)產生的電磁干擾源、發(fā)射和輻射對相鄰線纜的影響等進行深入研究。類似方法可以用于多電系統(tǒng)的其他系統(tǒng)，如電作動系統(tǒng)、電防除冰系統(tǒng)等。

1 電環(huán)控系統(tǒng)中三相脈寬調制逆變器

交直流變換器（Pulse Width Modulation，PWM），即DC/AC逆變器，是電環(huán)控系統(tǒng)的重要組成器件，圖1為DC/AC逆變器的主電路示意圖。DC/AC逆變器的主要功能是完成DC 180 V至AC 115 Vrms/400 Hz交流電壓的變換功能。在三相DC/AC逆變器中，各個開關管的導通和關斷過程中，導致A，B和C相的端口電壓[Va，][Vb，][Vc]不斷發(fā)生跳變，而在電路中，電路?地間會形成寄生電容[Cp1，Cp2，Cp3，]電壓[Va，Vb，Vc]通過寄生電容[Cp1，Cp2，Cp3]不斷進行充?放電，因此產生了共模電流[icm1，icm2，icm3，]通過線路阻抗穩(wěn)定網絡（LISN）注入到逆變器的直流母線，如圖1中虛線所示，對電網或其他設備產生共模傳導電磁干擾（EMI）[4]。LISN也稱為人工電源網絡，它的作用就是為相線與地線之間和中線與地線之間提供50 Ω的恒定阻抗，為待測設備的傳導干擾提供通道，并與電源上的高頻干擾隔離開，還可以將干擾電壓通過耦合方式輸出[4]。

PWM逆變器輸出端的差模干擾主要是由于輸出電壓中含有諧波引起的。在開關管開通、關斷的瞬間，便有電流流過負載，該電流會耦合到直流端，因此導致了差模干擾的產生。

DC/AC逆換器產生的電磁干擾既有共模干擾又有差模干擾，但是在相同激勵的情況下，共模干擾的幅度比差模干擾幅度大，頻率比差模干擾的高，并且產生的輻射場強遠遠大于差模干擾產生的輻射場強[5]；此處僅對共模干擾電流產生的電磁輻射特性進行分析。

1.1 共模干擾電流分析

1.1.1 Buck電路的共模電流等效電路

如圖2（a）所示為新型的交?交變頻電源——Buck變換器電路[4]。

Buck變換器是一種輸出電壓小于輸入電壓的單管不隔離直流變換器。當開關管T通斷時，變換器的[P]點對參考地的電位不停的發(fā)生變化，而開關管對地之間存在寄生電容，因此變化的電位會對該寄生電容進行充放電，形成共模電流[Icm。]共模電流[Icm]流過寄生電容[Cp，]然后經過散熱器到達參考地，再通過LISN的50 Ω和0.25 μF的電容回到直流側，分成了兩路電流[I1]和[I2，]如圖2（a）中帶箭頭虛線所示。[I1]直接通過直流母線正極的連接線回到開關管的集電極，而[I2]則通過直流母線的負極經電解電容后回到開關管的集電極，這兩條電流[I1]和[I2]的不同在于[I2]通過了直流母線上的電解電容。電解電容有一定的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻。假設它的等效串聯(lián)電感為[Le、]等效串聯(lián)電阻為[Re，]并且[Le]的數(shù)量級一般為nH級；[Re]一般為0.1 Ω左右；假設共模電流回路中導線的寄生電感為[Lp，Lp]的數(shù)量級一般為μH級；顯然，電感[Le]遠小于電感[Lp，]電阻[4][Re]遠小于50 Ω。因此電解電容的等效串聯(lián)電阻和等效串聯(lián)電感的影響通?？梢院雎?，[I1]和[I2]流過的通路就是一樣的，并且[I1]和[I2]為共模電流[Icm]的[12。]

圖2（b）為Buck電路的共模電流等效電路。圖中電壓源[V]表示開關管T兩端的電壓，直流電源被認為是短路；[Lcm]代表散熱器與參考地的連接線的等效電感；[Lcab]代表從LISN到直流電容的等效電感；[Rin]代表從LISN到直流電容的等效電阻；[Cp]是開關管發(fā)射極對參考地的等效寄生電容；[Cn]是電解電容之后的直流母線正負極對參考地的等效寄生電容[4]。當圖2（a）中開關管T與二極管D的位置調換后，此時Buck電路的共模等效電路模型與圖2（b）中電路完全一樣。

1.1.2 共模電流的等效電路

考慮圖1中三相PWM逆變器的共模電流時，可以把A，B，C三相橋臂分開來分析。以A相橋臂為例，它產生的共模電流可以采用Buck變換器等效分析的方法，A相橋臂中的開關管T1兩端電壓用電壓源[V1]等效。B相橋臂、C相橋臂也類似，開關管T3和T5兩端電壓分別可用電壓源[V2]和[V3]代替。三個橋臂產生的共模電流的和，即為三相PWM逆變器的共模電流。對于每個橋臂，它們的物理特性是一樣的，都只是由絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）組成的，也就是說，每個橋臂中點對地的寄生電容[Cp]的大小是一樣的。三相PWM逆變器中的其他無源器件的等效電路變換，與Buck電路中的一樣。由以上分析可得，PWM逆變器共模電流的等效電路如圖3所示 [6]。

在建立三相PWM逆變器的共模電流等效電路時雖然采用了與Buck變換器等效電路一樣的分析方法，但是與Buck變換器也存在差異，PWM逆變器橋臂中點對地的寄生電容是上下管疊加以后合成的，所以在開關管完全一樣的條件下，逆變器的寄生電容[Cp]要比Buck電路的寄生電容[Cp]大；同樣，三相PWM逆變器中直流母線正負極對地的寄生電容[Cn]也是由三個橋臂合成的，它也比Buck電路的寄生電容大一些。

利用戴維南等效原理，再對圖3的電路進行簡化，電壓[V1+V2+V3]簡化為電壓源[V，]同時，[Lcab2+Lcm]簡化為電感[L，]25 Ω和[Rin]的等效電阻簡化為電阻[R，]因此得到的簡化電路如圖4所示[6]，簡化后的等效電路是一個二階RLC電路。與圖3相比，可以看出圖4中并沒有考慮0.5 μF的電容，原因是[Cp]和[Cn]都是pF級的，它與0.5 μF的電容串聯(lián)后幾乎還是等于

由于共模電流是由[dvdt]引起的，求解共模電流的實際波形可以等同為求二階電路的零狀態(tài)響應。逆變器每個橋臂在進行開關動作的過程中都會引起共模電流，因此對于三相逆變器，只需要得出一個橋臂的時域波形，另外兩個橋臂的時域波形也可以用類似的方法求解。當[dvdt]非常大時，電壓源可以近似用階躍函數(shù)表示。

根據(jù)圖4以及基爾霍夫定理，可得到階躍響應的電流表達式為：

式中：[ω0=1LC]是諧振電路的諧振角頻率；[ζ=][R2CL]是諧振電路的衰減系數(shù)；[Z0=LC]是諧振電路的特征阻抗。

當[ζ2?1]時，諧振電路的電流可表示如下：

文獻[6]中采用LCR電橋測量的實驗方法，直流母線電壓為180 V，測得等效電路中無源器件參數(shù)[R，][Lcab，][Lcm，][Cp]和[Cn]分別為25 Ω，4.8 μH，2.8 μH，300 pF和1 200 pF，所以該三相逆變器的共模電流的表達式為：

1.2 三相PWM逆變器的電磁輻射模型

三相PWM逆變器的共模輻射可以用一個接地平面上長度[λ4]的短單極天線進行等效[5]，如圖5所示。

圖5中DC/AC變換器電源線上的共模電流可以采用式（3）的形式作為天線等效模型的激勵源，天線本身視為電源線，所產生的電磁能量以電磁波的形式向周圍空間傳播，形成電磁輻射干擾。

2 多電飛機電環(huán)控系統(tǒng)電磁效應的仿真模型

在三維電磁仿真軟件CST中建立B737?300整機電磁模型，該型號客機[7]總長為33.4 m，翼展28.9 m，最大高度4.01 m。由于飛機的機翼、尾翼等結構對電環(huán)控系統(tǒng)電磁輻射覆蓋和線纜的耦合幾乎沒有影響，綜合考慮仿真系統(tǒng)和和計算時間的限制，在實際仿真中將機翼、尾翼外部結構不在計算范圍之內。在仿真過程中，設置飛機外殼、前后門、安全門材料為導體材料；舷窗、駕駛舷窗為相對介電常數(shù)為4.4，損耗角正切為0.03的介質材料；客機中椅子、行李架以及地板為相對介電常數(shù)為3.14，損耗角正切為0.035的介質材料。

一般電環(huán)控系統(tǒng)采取雙環(huán)控調節(jié)器，分別安裝在機翼下方的電子設備艙中，根據(jù)電環(huán)控系統(tǒng)在客機中的位置以及1.2節(jié)中分析得到的電環(huán)控系統(tǒng)電磁干擾源DC/AC逆變器的電磁輻射模型，在簡化的機身仿真模型中建立該系統(tǒng)的電磁輻射模型作為電磁干擾源。

在客艙地板下方與貨艙上隔板之間創(chuàng)建兩根穿艙線纜，分別從客艙前部直至后設備艙尾部，總長為21 m，線與線之間的間隔為40 cm，該線距遠大于HB 6524?91《飛機電線、電纜電磁兼容性分類及布線要求》中規(guī)定的各類電線布線的間距[8]。線纜類型分別采用單線和同軸線。單線的內半徑為1 mm，兩端接有50 Ω的負載，同軸線采用RG58型，兩端同樣接有50 Ω的負載。線纜兩端分別連接兩個鋁制機箱，兩機箱的外尺寸分別為：800 mm×400 mm×500 mm，厚度為1.3 mm，兩機箱側面分別開有通風孔。

圖6所示的為飛機內部模型，顯示了飛機內部地板、座椅、前后門、安全門、舷窗、駕駛舷窗等部件以及飛機內電環(huán)控系統(tǒng)輻射模型、穿艙線纜、機箱。

以及穿艙線纜、機箱的位置

在整個客機中，設置4個電場探針，如圖7所示，圖中[p1，p2，p3]分別為客艙內不同位置電場強度的探針，[p4]為穿艙線纜一端機箱內中心點電場強度的探針位置，該探針位于地板的下方。

3 多電飛機電環(huán)控系統(tǒng)電磁效應的仿真結果分析

在CST中采用傳輸線矩陣法（TLM）進行時域仿真[9]。仿真頻率范圍設置為0～150 MHz，仿真時間設置為10 μs。進行電磁仿真時，將該共模干擾電流信號作為激勵源。仿真結果如圖8～圖10所示。

圖8為客艙內不同位置探針的電場強度隨時間的變化曲線。探針[p1，p2]和[p3]處的電場強度峰值分別為0.94 V/m，15 V/m和0.14 V/m。從圖8中可以明顯看出，探針[p2，][p1]和[p3]處電場強度依次減小，說明客艙內不同位置處受到的電環(huán)控系統(tǒng)對外輻射的電場強度不同，并且客艙內離電環(huán)控系統(tǒng)的位置越近，受到的電磁干擾的電場越強。

圖9為穿艙線纜一端機箱內中心點的電場強度隨頻率的變化曲線，反映出系統(tǒng)間的電磁輻射干擾。此處，電環(huán)控系統(tǒng)作為干擾源，對設備艙內其他機箱內的系統(tǒng)會產生一定的電磁干擾。機箱內中心點處的電場強度還與機箱的諧振頻率（機箱的尺寸）、機箱通風孔的形狀及大小等因素有關。

圖10為穿艙線纜單線和同軸線內導體上的感應電流隨頻率的變化曲線，單線上的感應電流的峰值約為6.18×10?7 mA（-180 dBA），出現(xiàn)在頻率為1.8 MHz時。圖10中表明，單線上的感應電流要遠高于同軸線內導體上的感應電流值，表明同軸線對電磁輻射具有一定的屏蔽作用，屏蔽效果明顯優(yōu)于單線。按照RTCA/DO?160G中對射頻敏感性的規(guī)定[10]，此類連接敏感設備的穿艙線纜所處電磁環(huán)境屬于S類，S類所對應的傳導敏感性測試水平電流最高為1.5 mA（-56.48 dBA）。顯然，電環(huán)控系統(tǒng)產生的電磁輻射場通過穿艙線纜耦合從而對敏感設備造成的干擾較小，但是當多電系統(tǒng)的數(shù)目增多會使得線纜上的感應電流明顯增大。

4 結 語

本文提出了一種多電飛機電環(huán)控系統(tǒng)的電磁輻射簡化模型，通過理論分析確定了電磁建模的結構，并利用了三維電磁仿真軟件CST對其進行了系統(tǒng)的電磁仿真。同時，仿真得出客艙內不同位置處、電子設備機箱內部受到的干擾電磁輻射的電場強度和穿艙線纜上的感應電流。仿真結果表明，電環(huán)控系統(tǒng)的引入會導致客艙內的干擾電場的增加，對人員和設備會產生一定的危害，而且該系統(tǒng)的電磁輻射對其他系統(tǒng)機箱內的電子設備也會產生一定的電磁干擾。隨著多電系統(tǒng)的增加，穿艙線纜上的感應電流增加，都會影響到電纜本身以及外接的電子設備，因此有必要對多電飛機中電環(huán)控系統(tǒng)的輻射發(fā)射特性進行研究，這對多電飛機的概念設計階段具有實際的指導意義。

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