大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)共模電磁干擾研究

曹海洋　姜子健　沈建輝　李寶峰

(1.中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院　徐州　221000

2.江蘇省電力傳動與自動控制工程技術(shù)研究中心　徐州　221000)

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大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)共模電磁干擾研究

曹海洋1，2姜子健1沈建輝1李寶峰1

(1.中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院徐州221000

2.江蘇省電力傳動與自動控制工程技術(shù)研究中心徐州221000)

摘要以大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)為對象，研究各部分的高頻模型和具體的共模傳導(dǎo)干擾路徑。首先分別建立共模干擾源數(shù)學(xué)模型、直流母線高頻模型、電纜高頻模型以及異步電動機(jī)高頻模型，并對調(diào)速系統(tǒng)共模傳導(dǎo)干擾路徑進(jìn)行詳細(xì)分析；然后使用Matlab對變頻調(diào)速系統(tǒng)的高頻模型進(jìn)行仿真，并利用工程中心的實(shí)驗(yàn)平臺完成相關(guān)測試實(shí)驗(yàn)，仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析和模型的正確性；最后設(shè)計(jì)了一種EMI濾波器，使得干擾得到明顯降低。

關(guān)鍵詞：雙三電平共模干擾雙重傅里葉高頻模型

Research on the Common Mode EMI of High Power Dual Three-Level Frequency Control Systems

CaoHaiyang1，2JiangZijian1ShenJianhui1LiBaofeng1

(1.China University of Mining and TechnologyCollege of Information and Electrical Engineering

Xuzhou221000China

2.Jiangsu Engineering Research Center for Electrical Drive and ControlXuzhou221000China)

AbstractThe high-frequency model of the various parts and the specific common mode conducted interference transmission path of the high power three-level dual frequency control system are studied.First the high-frequency models of common mode interference sources，DC busbars，cables，and induction motor are established respectively and the common mode conducted interference transmission path is analyzed in detail.Then Matlab is used to simulate the high-frequency model of the frequency control system，and the experimental platform within the engineering center is used to complete the relevant test.The correctness of the theoretical analysis and the models is verified by the results of the simulation and experiment.Finally a filter is designed to significantly suppress the interference.

Keywords：Dual three-level，common mode interference，double Fourier，high-frequency model

0引言

1989年，M.J.Nave[1]討論了開關(guān)電源中共模干擾是否受到占空比與電壓上升時(shí)間的影響，結(jié)論為占空比與電壓上升時(shí)間對共模干擾無影響，但與開關(guān)器件的雜散電容和通斷頻率以及直流電壓的幅值大小有關(guān)。K.Frank等[2]分析了5～10 kV的IGBT變流器共模干擾和差模干擾在不同工作電壓、工作電流、接地、門極驅(qū)動電路以及IGBT溫度下的變化情況。文獻(xiàn)[3]通過改變不同的電路驅(qū)動情況對電力電子變換器共模電磁干擾的變化規(guī)律進(jìn)行了比較，發(fā)現(xiàn)驅(qū)動的設(shè)置對變換器的干擾頻譜影響很大，同時(shí)得出了共模干擾的主要流通路徑是IGBT和二極管的對地寄生電容的結(jié)論。文獻(xiàn)[4，5]提出了一種新的抽取線路雜散電感的方法，通過將IGBT開通和關(guān)斷的非線性過程分解為多個線性階段，并充分考慮反并聯(lián)二極管前向和反向恢復(fù)的影響，在此基礎(chǔ)上得到過沖電壓和響應(yīng)的電流變化率，同時(shí)也可獲得雜散參數(shù)的詳細(xì)抽取過程。文獻(xiàn)[6]以典型的PWM變頻驅(qū)動電動機(jī)系統(tǒng)為對象，研究了干擾通道寄生參數(shù)和高頻干擾源的建模方法，分別提出了變頻器電路寄生參數(shù)的理論計(jì)算方法和電動機(jī)高頻模型的實(shí)驗(yàn)提取方法，建立了系統(tǒng)級差模干擾和共模干擾的高頻電路模型，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。文獻(xiàn)[7]主要介紹了逆變器時(shí)域模型和頻域模型的建立及其它們的優(yōu)缺點(diǎn)，建立了研究逆變器EMI干擾的模型，所得結(jié)論為EMI干擾的頻譜峰值發(fā)生在電路寄生電感和電容等參數(shù)發(fā)生諧振的頻率處。文獻(xiàn)[8]首先對三相變換器驅(qū)動的感應(yīng)電動機(jī)系統(tǒng)的共模和差模干擾機(jī)理進(jìn)行了分析，然后根據(jù)干擾的傳播通道，建立了三相變換器的整體的共模和差模等效電路，將共模和差模都分為整流器和逆變器兩個干擾源，依據(jù)疊加原理計(jì)算了整個系統(tǒng)對電網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生的傳導(dǎo)干擾。文獻(xiàn)[9]針對三相逆變器研究了其基于頻域模型的差模干擾預(yù)測，指出差模干擾源是開關(guān)器件開關(guān)和通斷時(shí)產(chǎn)生的電流變化率，利用Ansoft Spice link軟件提取電路中的寄生參數(shù)，對兩電平的逆變器的工作狀態(tài)進(jìn)行了分析和建模，提出頻域分析的主要問題是要得到精確地干擾源和電路中的寄生參數(shù)，開關(guān)器件在開通和關(guān)斷暫態(tài)過程產(chǎn)生的高電壓和電流變化(du/dt和di/dt)是高頻電磁干擾的主要來源。文獻(xiàn)[10]介紹了基于IGBT開關(guān)暫態(tài)過程的變換器的建模方法，指出若考慮開關(guān)暫態(tài)，則共模和差模干擾源均可近似為梯形波，若不考慮開關(guān)暫態(tài)，則干擾為一串占空比變化的脈沖串。

上述文獻(xiàn)均是針對兩電平變頻器展開研究，并未涉及到三電平乃至更高電平變頻器；而且上述文獻(xiàn)的變頻器系統(tǒng)均為中小功率系統(tǒng)，可直接用LISN網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)差模和共模的有效測量與分析，但高電壓大功率的變頻器系統(tǒng)實(shí)際測量中無法用LISN網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，多采用高壓探頭進(jìn)行測量，理論分析時(shí)要結(jié)合高壓探頭的耦合路徑。

本文分析了PWM調(diào)制算法下大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)共模傳導(dǎo)干擾產(chǎn)生機(jī)理，通過對雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)開關(guān)函數(shù)進(jìn)行雙重傅里葉分析，建立了共模干擾源精確的數(shù)學(xué)模型，然后分別建立了直流母線的高頻模型、電纜的高頻模型以及異步電動機(jī)的高頻模型，最后對基于高壓探頭的變頻調(diào)速系統(tǒng)共模EMI高頻模型進(jìn)行了仿真，相關(guān)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析和模型的正確性。

1雙三電平變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及各部分的高頻模型

1.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)中，通常接異步電動機(jī)作為負(fù)載，整流和逆變部分均采用高開關(guān)頻率的IGBT，并采用PWM控制策略。開關(guān)器件的快速動作導(dǎo)致高的du/dt和di/dt，并由此產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾。對于兆瓦級大功率的變頻器，由于其散熱和損耗等問題，開關(guān)頻率通常在1～10 kHz范圍內(nèi)，所以在150 kHz～30 MHz范圍內(nèi)以共模干擾為主[11]，因此本文主要研究雙三電平PWM變頻器的共模干擾問題。

圖1　雙三電平變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1　Topology of dual three-level inverter

1.2干擾源的數(shù)學(xué)模型

在變頻調(diào)速系統(tǒng)傳導(dǎo)干擾的高頻模型建立過程中，干擾源的建模[12，13]起著至關(guān)重要的作用，因?yàn)橹挥懈蓴_源建立一個準(zhǔn)確的數(shù)學(xué)模型，后續(xù)的傳導(dǎo)干擾分析才能精確。在雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)中，整流部分和逆變部分的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完全相同，調(diào)制策略均采用SVPWM調(diào)制，故干擾源模型也相同。

以同相層疊三電平載波調(diào)制為例，如圖2所示。當(dāng)調(diào)制波大于所有載波時(shí)，變頻器切換至+Vdc；當(dāng)調(diào)制波大于上面的載波且小于下面的載波時(shí)，變頻器切換至零；當(dāng)調(diào)制波小于所有載波時(shí)，變頻器切換至-Vdc。

圖2　三電平同相層疊載波調(diào)制Fig.2　Three-level same carrier modulation

表1　三電平同相層疊載波調(diào)制的f(x,y)

同時(shí)分別設(shè)三相調(diào)制波的初相角θc=0、 -2π/3、 2π/3， 可獲得三相橋臂輸出電壓的雙重傅里葉積分表達(dá)式，進(jìn)而獲得共模電壓的表達(dá)式[14-21]。

1.3直流母線高頻模型

變頻調(diào)速系統(tǒng)中采用大量的開關(guān)器件IGBT，通過母線連接在一起，為了減小雜散電感，多采用疊層母線，也就是盡量縮短IGBT與濾波電容之間的距離，從而在根本上降低浪涌過電壓。母線高頻模型的建立，對變頻調(diào)速系統(tǒng)傳導(dǎo)干擾的分析具有重要意義[22，23]。

采用集總參數(shù)等效電路的分析方法建立母線高頻等效電路，如圖3所示。

圖3　直流母線高頻模型Fig.3　High frequency model of DC bus

在進(jìn)行共模分析時(shí)主要提取參數(shù)Lb和Rb[24，25]，采用安捷倫的型號為E4980A的精密阻抗分析儀測得直流母線隨頻率變化的雜散參數(shù)如圖4所示。因?yàn)楣材７逯底钊菀壮霈F(xiàn)在150 kHz～5 MHz頻段[11]，取該頻段參數(shù)平均值來描述其高頻特性：Lb=132.7 nH，Rb=0.01 Ω。

圖4　直流母線寄生參數(shù)曲線Fig.4　Parasitic parameter curve of DC bus

1.4電纜高頻模型

在變頻調(diào)速系統(tǒng)中，通常變頻器與異步電動機(jī)安裝在不同位置，需用較長的電纜將變頻器的輸出端連接到異步電動機(jī)。雙三電平變頻器輸出的脈沖經(jīng)過長線電纜到異步電動機(jī)，由于長線電纜具有分布電阻和分布電感以及電纜間的分布電容和絕緣不完善而存在分布電導(dǎo)，會產(chǎn)生電壓反射現(xiàn)象，則會引起異步電動機(jī)端的高電壓和高頻阻尼振蕩，進(jìn)一步加劇電動機(jī)繞組的絕緣能力，因此有必要建立電纜的高頻模型。

當(dāng)電纜中有電流流通時(shí)，電纜內(nèi)部和其周圍就會產(chǎn)生電磁場。用分布電阻R、分布電感L、分布電容C和分布導(dǎo)納G四個參數(shù)可很清晰地描述電纜的這種電磁特性，通?？烧J(rèn)為它們是沿線路均勻分布的。由于趨膚效應(yīng)的存在，高頻電流只在靠近電纜導(dǎo)體表面流動，使得電纜在傳輸高頻信號時(shí)的效率很低，同時(shí)電纜的高頻電阻增大。研究電纜的高頻模型，可用分布參數(shù)模型[26，27]，如圖5所示。

圖5　電纜分布參數(shù)模型Fig.5　Distribution parameter model of cable

利用阻抗分析儀測得1 m電纜的高頻特性如圖6所示。同樣在進(jìn)行共模分析時(shí)，主要提取150 kHz～5 MHz頻段的Ln和Rn[22，23]的參數(shù)值，由圖可知Ln=0.38 μH，Rn=0.08 Ω。

圖6　電纜寄生參數(shù)曲線Fig.6　Parasitic parameter curve of cable

1.5異步電動機(jī)高頻模型

電動機(jī)單相繞組的高頻模型[28]如圖7所示。圖中，Ld為定子繞組自電感；Rw為匝間等效電阻；Lw為匝間等效電感；Cw為匝間等效電容；Re為定子繞組的鐵耗；Cg為定子繞組對地的寄生電容；Rg為機(jī)殼的高頻損耗。

圖7　電動機(jī)單相繞組的高頻模型Fig.7　High frequency model of single-phase motor winding

以2 MW的異步電動機(jī)為實(shí)體，采用阻抗分析儀分別對單相定子繞組和定子繞組對機(jī)殼的阻抗進(jìn)行測量。

圖8為電動機(jī)單相定子繞組阻抗測試曲線，圖中定子單相繞組A1和A2之間的阻抗為ZA1A2，顯然ZA1A2=2Zn1。根據(jù)圖8測試曲線可確定與Zn1相關(guān)的參數(shù)。

圖8　電動機(jī)單相定子繞組阻抗測試曲線Fig.8　Test curve of the impedance of motor single-phase stator winding

對測試的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，可知頻率在126.1 kHz前電路還未發(fā)生諧振，阻抗ZA1A2主要由定子繞組的自感Ld在起作用，可計(jì)算出自感Ld為

(1)

在諧振頻率點(diǎn)fpole1=126.1 kHz，由于電容Cw和繞組自感Ld發(fā)生并聯(lián)諧振，電容和電感并聯(lián)后阻抗為無窮大，阻抗ZA1A2主要由電阻Re決定，可計(jì)算出電阻Re為

(2)

根據(jù)阻抗ZA1A2的諧振頻率fpole1=126.1 kHz，可計(jì)算出電容Cw為

(3)

然而第2個諧振頻率點(diǎn)fzero1=158.9 kHz是由電容Cw和電感Lw串聯(lián)諧振作用引起，由此諧振頻率點(diǎn)可計(jì)算出電感Lw為

(4)

在第2個諧振頻率點(diǎn)fzero1=158.9 kHz上，由阻抗ZA1A2的實(shí)部可計(jì)算出電阻Rw為

(5)

圖9為定子繞組對機(jī)殼的阻抗測試曲線，阻抗ZA1G=Zn1+Zn2，根據(jù)阻抗測試曲線可計(jì)算出與Zn2相關(guān)的參數(shù)。在第1個諧振頻率點(diǎn)46.7 kHz之前，由于頻率較低，電容Cg的容抗值較大，所以繞組對地的阻抗主要由電容Cg起作用，可計(jì)算出定子繞組對地的分布電容Cg為

(6)

圖9　電動機(jī)定子繞組對機(jī)殼阻抗測試曲線Fig.9　Test curve of the impedance between motor stator winding and chassis

由于Ld遠(yuǎn)大于Lw，在第2個諧振頻率點(diǎn)fzero=142.1 kHz上，定子繞組對地的分布電容Cg和繞組自感Ld會發(fā)生串聯(lián)諧振，由阻抗ZA1G的實(shí)部可計(jì)算出Rg為

Rg=Re[ZA1G(fzero)]=9Ω

(7)

2基于高壓探頭的傳導(dǎo)干擾路徑分析

對于中小功率的變頻調(diào)速系統(tǒng)，一般采用基于LISN網(wǎng)絡(luò)的傳導(dǎo)EMI測試，然而當(dāng)待測設(shè)備的額定電壓高于1 000 V或額定電流大于100 A，市場上的LISN網(wǎng)絡(luò)無法滿足其測試要求，根據(jù)LISN網(wǎng)絡(luò)的測量原理設(shè)計(jì)了基于電源線濾波器和高壓探頭的測量方法，濾波器阻止電網(wǎng)側(cè)的高頻干擾進(jìn)入測量接收機(jī)，而高壓探頭中的電容可讓待測設(shè)備產(chǎn)生的高頻干擾進(jìn)入測量接收機(jī)中。

高壓探頭的基本結(jié)構(gòu)和測試連接圖如圖10所示。高壓探頭連接在電源線和基準(zhǔn)接地之間。如果成套傳動模塊(CDM)/基本傳動模塊(BDM)采用接地的金屬機(jī)架，則機(jī)架可被看作是參考基準(zhǔn)接地。探針應(yīng)一端

接在CDM/BDM的電源引線上，另一端與地相接。探針的引線應(yīng)盡可能短，最好小于0.5 m。

圖10　高壓探頭的基本結(jié)構(gòu)和測試連接圖Fig.10　The basic structure and test connection diagram of high voltage probe

圖10中R通常為50 Ω，測試時(shí)應(yīng)使探針連線、被試導(dǎo)體和基準(zhǔn)接地之間形成的回路面積盡量小，過大的回路會減弱對磁場的靈敏度。

由于高壓探頭接在相線與地之間，所以測量的干擾既存在共模干擾也存在差模干擾，并且與采用LISN網(wǎng)絡(luò)測量時(shí)的干擾路徑大不相同，具體的傳輸路徑如圖11所示。主要的共模干擾電流由測量相電抗器柜中的電感對地的寄生電容C1g流入大地，還有通過被測量相整流部分IGBT與散熱器之間的寄生電容C2g流入大地，部分通過直流母線的寄生電容C3g流入大地。其余部分共模電流會通過直流母線進(jìn)入逆變側(cè)，在逆變部分IGBT與散熱器之間的寄生電容C2g會有電流流過，在變頻器的輸出端通過電纜的寄生電容C4g和異步電動機(jī)中性點(diǎn)與地之間的耦合電容Cng流入大地[29，30]。最后，共模電流會通過高壓探頭和變壓器二次繞組接地中點(diǎn)流回變頻器。

濾波電容的存在，可使差模電流在相線之間流通，絕大部分差模電流通過電感和IGBT開關(guān)管進(jìn)入直流母線電容，從而構(gòu)成回路；很小一部分的差模電流則會通過高壓探頭進(jìn)入大地，從直流母線對地的寄生電容C3g進(jìn)入直流母線，也構(gòu)成回路，所以用高壓探頭所測得的干擾信號中既有共模干擾也會存在很小一部分的差模干擾，忽略此部分差模干擾即可認(rèn)為高壓探頭所測得干擾為共模干擾。

圖11　基于高壓探頭變頻調(diào)速系統(tǒng)傳導(dǎo)干擾傳輸路徑Fig.11　Transmission paths of conducted interference based on high voltage probe for speed control system

3基于高壓探頭的變頻調(diào)速系統(tǒng)EMI仿真

對基于高壓探頭的變頻調(diào)速系統(tǒng)高頻模型進(jìn)行Matlab仿真，變頻調(diào)速系統(tǒng)的高頻模型如圖12所示。在Matlab仿真中，調(diào)制度為1，載波頻率為2 kHz，調(diào)制波頻率為50 Hz，電纜長度為10 m。其余各仿真參數(shù)：Lq=0.7 mH；Lb=132.7 nH，Rb=0.01 Ω；C2g=2.5 nF；C3g=5 nF；Rn=0.8 Ω；Ln=3.8 μH；Rw=10.3 Ω；Lw=1.66 μH；Cw=8614 pF；Re=145.6 Ω；Ld=0.185 mH；Rg=9 Ω；Cg=195.7 nF。

圖12　基于高壓探頭的變頻調(diào)速系統(tǒng)高頻模型Fig.12　High frequency model of frequency control system based on high voltage probe

4實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

測試平臺如圖13所示，電源由6 000 V線路經(jīng)變壓器后變?yōu)? 140 V，安裝調(diào)壓器的目的是適應(yīng)不同電壓下設(shè)備測試的要求。然后采用兩級濾波的形式，即

在6 000 V高壓側(cè)和1 140 V低壓側(cè)分別安裝濾波器，以便隔離電網(wǎng)側(cè)的干擾，從而得到純凈的電源，干擾信號通過高壓探頭進(jìn)入頻譜分析儀中。采用發(fā)電機(jī)M作為變頻調(diào)速系統(tǒng)的負(fù)載，并經(jīng)過整流、逆變以及濾波后得到1 140 V的電壓，經(jīng)升壓變壓器后得到6 000 V的電壓，濾波后回饋到電源側(cè)，這樣既能滿足現(xiàn)場實(shí)驗(yàn)測試的要求，又能很好的實(shí)現(xiàn)能量的回饋，節(jié)約電能?，F(xiàn)場的測試布局如圖14所示。

圖13　大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)共模傳導(dǎo)EMI測試電氣連接圖Fig.13　Common mode conducted EMI test electrical connection diagram of high power dual three-level frequency control system

圖14　現(xiàn)場測試布局圖Fig.14　Layout of field test

采用10 kV的高壓探頭來耦合共模干擾信號，測試標(biāo)準(zhǔn)為GB12668.3，其中由于高壓探頭用來采集干擾信號，放置的位置十分關(guān)鍵，高壓探頭應(yīng)放置在電源濾波器的后面，如圖15所示。為了得到更真實(shí)的共模干擾信號，導(dǎo)線出口處加裝了一組2.7 μF的三角形差模濾波器。

圖15　高壓探頭的測試位置Fig.15　Test position of high voltage probe

圖16為仿真值和無濾波器實(shí)測值的對比圖，由圖可見，在0.5～5 MHz范圍內(nèi)，實(shí)測干擾平均值和仿真值吻合較好，誤差在5 dB左右，并具有相似的變化趨勢。但考慮到實(shí)際系統(tǒng)中接地的情況、實(shí)際的開關(guān)特性以及外界的干擾等因素，在波形的前半段和后半段均出現(xiàn)較大誤差，但幅值最大的中間部分波形吻合較好，驗(yàn)證了理論分析和模型的正確性。由于采用雙PWM整流逆變，IGBT開斷時(shí)du/dt很高，并通過寄生電容耦合，形成很強(qiáng)的共模干擾，從而導(dǎo)致EMI傳導(dǎo)干擾超過要求的限值，需加裝EMI濾波器。

設(shè)計(jì)的EMI濾波器采用如圖17所示的安裝方式，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖18所示。圖18中電容均為圓柱型薄膜電容：C1為10 μF，C2為1.25 μF，C3為0.47 μF，C4為0.15 μF，額定耐壓為3 000 V，L為1.6 μH，磁環(huán)為超微晶橢圓磁環(huán)。加裝EMI濾波器后的測試波形圖如圖19所示。

圖16　仿真值和無濾波器實(shí)測值的對比圖Fig.16　The comparison chart between the simulated values and the measured values without filter

圖17　EMI濾波器安裝圖Fig.17　Installation of EMI filter

圖18　EMI濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.18　Topology structure of the EMI filter

圖19　帶EMI濾波器測試波形圖Fig.19　Test waveforms with EMI filter

由圖19可發(fā)現(xiàn)，加入EMI濾波器后，中頻段的干擾明顯降低，且測試結(jié)果在要求的限值以下。

5結(jié)論

本文對大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)的電磁兼容進(jìn)行了詳細(xì)研究，建立了精確的共模干擾源模型以及直流母線、電纜、異步電動機(jī)的高頻模型，并對共模傳導(dǎo)干擾的傳輸路徑進(jìn)行了詳細(xì)分析，最后仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析和模型的正確性，并設(shè)計(jì)了一種EMI濾波器使得干擾得到明顯降低。

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曹海洋男，1976年生，講師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹半娏鲃印㈦姶偶嫒荨?/p>

E-mail：hycao1018@126.com

姜子健男，1988年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹半娏鲃印㈦姶偶嫒荨?/p>

E-mail：386916023@qq.com(通信作者)

作者簡介

中圖分類號：TM461；TN03

收稿日期2015-01-23改稿日期2015-12-12

國家自然科學(xué)基金(51307174)和中國礦業(yè)大學(xué)專項(xiàng)基金(JC126168)資助。