基于FPGA的高精度電流實(shí)時(shí)監(jiān)測系統(tǒng)設(shè)計(jì)

楊鷗寧 ，岳鳳英 ，岳 妮

（1.中北大學(xué) 計(jì)算機(jī)與控制學(xué)院，太原 030051；2.內(nèi)蒙古蒙東能源鄂溫克電廠，呼倫貝爾 021000）

電流檢測技術(shù)是檢測技術(shù)科學(xué)的一個(gè)重要分支，它在工程領(lǐng)域、科學(xué)實(shí)驗(yàn)、產(chǎn)品開發(fā)、質(zhì)量控制等方面有著廣泛的應(yīng)用，在現(xiàn)代工業(yè)生產(chǎn)及科學(xué)研究中的地位日益突出。在對(duì)傳感器批量測試過程中，需要對(duì)每個(gè)傳感器都單獨(dú)供電，并測量其工作電流及輸出信號(hào)，這是建立在大量儀器儀表配合測量基礎(chǔ)上才能夠?qū)崿F(xiàn)的，可以想象，測試現(xiàn)場的繁雜冗余給測試人員帶來了極大不便。因此，本文設(shè)計(jì)出了一種基于MAX9918的高精度傳感器電流實(shí)時(shí)監(jiān)測系統(tǒng)。系統(tǒng)的可靠性已通過大量實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，并已在實(shí)際的應(yīng)用中發(fā)揮了重要作用。

1 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)

該系統(tǒng)采用籠屜式結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，分為傳感器參數(shù)采集卡、采編控制傳輸卡、電源卡。主要完成對(duì)傳感器+15 V與-15 V各18路供電電流以及18路傳感器輸出信號(hào)的采集，并對(duì)傳感器狀態(tài)數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)編碼。它主要包括電流監(jiān)測接口電路、采集電路、中心邏輯控制電路及上位機(jī)接口電路等。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。傳感器工作電流為緩變信號(hào)，傳感器輸出信號(hào)為速變信號(hào)，為了有效精確地監(jiān)測各種信號(hào)，由FPGA內(nèi)部邏輯實(shí)現(xiàn)3個(gè)16∶1高速模擬開關(guān)不同輸出通道的選通頻率。對(duì)±15 V電流信號(hào)，通過測流轉(zhuǎn)換電路將電流信號(hào)轉(zhuǎn)換放大為電壓信號(hào)后，與18路傳感器信號(hào)一同經(jīng)過信號(hào)調(diào)理電路，由高速模擬開關(guān)切換到需要采樣的通道后，送入AD轉(zhuǎn)換器進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換。然后按照固定幀結(jié)構(gòu)編幀依次循環(huán)放入在FPGA內(nèi)部開辟好的ping/pong緩存，由PCI接口上傳至上位機(jī)，上位機(jī)配套軟件實(shí)時(shí)顯示各路電流和信號(hào)量。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 System structure diagram

2 測流轉(zhuǎn)換模塊設(shè)計(jì)

電流檢測一般有2種實(shí)現(xiàn)方法：一種是互感檢測法，一般用在高電壓交流場合；另一種是電阻檢測法，一般用在低壓小電流場合[1]。串聯(lián)電阻法是精度最高的一種檢測方法[2]，根據(jù)電阻的位置又分為高邊電流檢測和低邊電流檢測2種。將電阻串聯(lián)在負(fù)載回路中，利用電流流過電阻產(chǎn)生的電壓計(jì)算出電流值。對(duì)于工作在±15 V下的傳感器來說，工作電流只有0～80 mA，采用第二種方法完全能滿足測量對(duì)象要求。測流轉(zhuǎn)換電路將±15 V供電電流轉(zhuǎn)換為可測范圍內(nèi)的電壓信號(hào)。由于低邊電流檢測可能影響負(fù)載基準(zhǔn)，且不能檢測短路電流。系統(tǒng)采用在電流回路中串聯(lián)一個(gè)小測流電阻的高邊電流檢測方法。高邊電流檢測將測流電阻放置在電源與負(fù)載之間，不僅消除了低邊檢測中出現(xiàn)的地線干擾，而且能夠監(jiān)測供電電源與系統(tǒng)地的短路故障。

2.1 測流轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)

測流轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)中采用MAXIM公司的MAX9918，該芯片是單電源、高精度檢流放大器，共模輸入電壓范圍為-20 V～+75 V，完全滿足傳感器±15 V工作電壓范圍，+15 V、-15 V測流轉(zhuǎn)換電路分別如圖2、圖3所示。

圖2 +15 V測流轉(zhuǎn)換電路Fig.2 +15 V converter circuit diagram

圖3 -15 V測流轉(zhuǎn)換電路Fig.3 -15 V converter circuit diagram

測流電阻R268串聯(lián)在電源與負(fù)載之間，MAX9918通過外部電阻分壓網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)增益，增益由式（1）[3]得出。當(dāng)MAX9918工作在正向電壓范圍時(shí)，需要將REFIN引腳接地，輸入電壓VSENSE與輸出電壓VOUT成線性關(guān)系，如式（2）所示。若工作在雙向電壓范圍則需要將REFIN引腳外接參考電壓。此時(shí)輸入電壓與VOUT-VREFIN成線性關(guān)系，如式（3）所示。

系統(tǒng)增益調(diào)節(jié)電阻分別選用89 k和1 k，增益G=90。前端測流電阻RSENSE選用500 mΩ，MAX9918滿量程輸入電壓范圍為0～50 mV，所以檢測電流范圍為0～100 mA，輸出電壓VOUT范圍為0～4.5 V。對(duì)于-15V共模電壓，滿量程電壓輸入范圍為-25mV～25 mV，檢測電流范圍為-50 mA～50 mA，VOUT-VREFIN范圍為-2.25 V～2.25 V，輸出電壓VOUT范圍為0.25 V～4.25 V，經(jīng)過分壓網(wǎng)絡(luò)后完全滿足AD轉(zhuǎn)換器輸入電壓范圍。

2.2 測流轉(zhuǎn)換電路優(yōu)化設(shè)計(jì)

為提高監(jiān)測電流的精度，高邊電流檢測電路應(yīng)有低的輸入偏置電流，使輸入偏置電流為被檢測電流的1%或更小，還要求其具有低的失調(diào)電壓和高的共模抑制比。同時(shí)測流電阻RSENSE的選擇對(duì)電流檢測精度有很大影響，測流電阻不僅需要精度高，而且還應(yīng)綜合以下因素選?。?/p>

1）大的測流電阻對(duì)小電流更敏感，因?yàn)榇鬁y流電阻會(huì)產(chǎn)生更大的VSENSE，測流電阻上的電壓VSENSE越大，運(yùn)放的失調(diào)電壓和輸入偏置電流的影響就相對(duì)越小。

2）大的測流電阻會(huì)引起電源電壓以IR的數(shù)值降低。另外，大的測流電阻VSENSE和較大的電流會(huì)引起功耗I2R增大，因此，測流電阻應(yīng)盡量具有低的溫度系數(shù)。

3）如果被測電流ISENSE中包含大量的高頻成分，那么應(yīng)該選用電感量很小的測流電阻，可以選擇電感小的金屬膜電阻。

4）應(yīng)該使MAX9918盡量工作在接近線性關(guān)系最好的50 mV的滿量程區(qū)，這需要根據(jù)系統(tǒng)實(shí)際被測電流ISENSE選擇合適的測流電阻VSENSE來滿足。

綜合以上考慮，該系統(tǒng)選用精度為1%、溫度系數(shù)低至10 ppm、阻值為500 mΩ的金屬膜電阻器來提高檢流精度。在室溫25℃，+15 V共模電壓下，對(duì)該系統(tǒng)測流轉(zhuǎn)換電路通過改變不同負(fù)載值測量取平均值得出各種參數(shù)數(shù)據(jù)如表1所示。由表1可知，測流轉(zhuǎn)換電路滿足90倍增益輸出，在接近滿量程測量范圍時(shí)線性度更高。在長時(shí)間連續(xù)測量并未出現(xiàn)因功耗大引起測流電阻溫度漂移現(xiàn)象。相同試驗(yàn)條件下，經(jīng)測量，系統(tǒng)工作在-15 V共模電壓環(huán)境下試驗(yàn)數(shù)據(jù)與此吻合。

表1 +15 V共模電壓下測流轉(zhuǎn)換試驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.1 Test data of the+15 V common mode voltage

3 采集模塊設(shè)計(jì)

系統(tǒng)的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換采集模塊如圖4所示，F(xiàn)PGA通過地址線A3～A0選通控制模擬開關(guān)ADG706切換，通過位選信號(hào)byte和轉(zhuǎn)換信號(hào)convst控制AD7 621進(jìn)行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換輸出。

圖4 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換采集模塊Fig.4 Block diagram of data conversion

3.1 AD采樣電路設(shè)計(jì)

AD轉(zhuǎn)換器選用AD7621，AD7621分辨率為16位，分為 Warp、Normal、Impulse 3 種工作方式，采樣率分別高達(dá) 3 Mb/s、2 Mb/s、1.25 Mb/s；輸入電壓范圍為0～2.048 V，因此要對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行分壓，分壓網(wǎng)絡(luò)如圖5所示。

圖5 AD分壓網(wǎng)絡(luò)Fig.5 AD Partial pressure network graph

電壓跟隨模塊選用AD8031，由于運(yùn)放具有輸入阻抗高、輸出阻抗低的特點(diǎn)，所以能夠起到隔離和緩沖的作用[4]。使用ISim Simulator軟件對(duì)AD轉(zhuǎn)換模塊進(jìn)行仿真，仿真波形如圖6所示。

圖6 AD轉(zhuǎn)換器控制信號(hào)仿真波形Fig.6 AD converter control signal simulation waveform

impl信號(hào)和warp信號(hào)低電平用來配置AD7621工作在Warp模式。convst低電平時(shí)開始轉(zhuǎn)換，最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為15 ns～70 ns，該系統(tǒng)convst信號(hào)低電平時(shí)間為360 ns，byte信號(hào)控制高低8位數(shù)據(jù)輸出。由仿真圖看出，AD模塊完全滿足工作時(shí)序要求。

3.2 高精度采樣算法的實(shí)現(xiàn)

在硬件電路合理設(shè)計(jì)的前提下，為了提高電流監(jiān)測的精度，需要有效提高系統(tǒng)采集精度，為此系統(tǒng)采用過采樣平均算法。這一技術(shù)只在ADC噪聲近似為白噪聲的情況下有效，采集裝置的噪聲近似接近白噪聲。每增加一位分辨率或每減小6 dB的噪聲，需要以4倍的采樣頻率進(jìn)行過采樣[5]。為了盡可能好地重現(xiàn)信號(hào)，系統(tǒng)采用過采樣32倍算法，并將過采樣數(shù)據(jù)平均，相當(dāng)于ADC測量數(shù)據(jù)通過了低通濾波器，減弱了信號(hào)的波動(dòng)噪聲，改善信噪比，明顯提高了采集精度。為驗(yàn)證采樣32倍算法對(duì)采集精度的影響，對(duì)第一路通道施加90 mA的ISENSE電流，對(duì)應(yīng)VOUT為4.05 V（采樣分層值為52428）進(jìn)行采集，將原始數(shù)據(jù)用MATLAB描點(diǎn)繪制，結(jié)果如圖7所示。橫軸為采集點(diǎn)數(shù)量，縱軸為采集電壓分層值，上層波形為不采用任何算法的原始數(shù)據(jù)繪制的波形，電壓分層范圍值為200（52320～52520），下層波形為采用32倍過采樣算法求平均的數(shù)據(jù)繪制的波形，電壓分層范圍值為 10（52422～52432）。對(duì)比發(fā)現(xiàn)，采集裝置采用過采樣32倍算法，并將過采樣數(shù)據(jù)平均，明顯提高了采集精度。

圖7 過采樣算法波形Fig.7 Over sampling algorithm

4 系統(tǒng)功能測試

在室溫25℃環(huán)境下，對(duì)±15 V供電的18個(gè)傳感器進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測，監(jiān)測精度高達(dá)1‰。上位機(jī)軟件實(shí)時(shí)監(jiān)測數(shù)據(jù)如圖8所示。

圖8 上位機(jī)實(shí)時(shí)監(jiān)測數(shù)據(jù)Fig.8 PC real-time monitoring data

5 結(jié)語

本文介紹了一種基于FPGA的高精度電流實(shí)時(shí)監(jiān)測系統(tǒng)。系統(tǒng)穩(wěn)定可靠、實(shí)時(shí)性強(qiáng)、體積小、功耗低。通用性高，可監(jiān)測量程范圍為0～100 mA的多種傳感器設(shè)備；擴(kuò)展性強(qiáng)，可以分別通過修改測流轉(zhuǎn)換電路和采集通道數(shù)量擴(kuò)展為多量程、更多路的實(shí)時(shí)監(jiān)測系統(tǒng)。

[1]江力，吳曉波，嚴(yán)曉浪.寬輸入共模電壓范圍電流檢測放大器的研究與設(shè)計(jì)[J].半導(dǎo)體學(xué)報(bào)，2007，28（8）：1289-1294.

[2]張繼東.一種全新的直流電流檢測方式[J].儀表技術(shù)與傳感器，2010（9）：81-83.

[3]MAX9918-MAX9920[EB/OL].http：//www.maxim-ic.com，2011.

[4]孟青，蘇承啟，任勇峰，等.基于AD8031多通道采編器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].計(jì)算機(jī)測量與控制，2012，20（11）：3057-3059.

[5]李國.基于過采樣技術(shù)提高ADC分辨率的研究與實(shí)現(xiàn)[J].計(jì)算機(jī)工程，2005，31（S1）：244-248.