基于FPGA的多路高速數(shù)據(jù)傳輸同步時(shí)延測(cè)量系統(tǒng)*

逄錦昊，蘇 濤，楊 濤，熊梓成

(西安電子科技大學(xué)雷達(dá)信號(hào)處理國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，西安710071)

PANGJinhao，SU Tao*，YANGTao，XIONGZicheng

(National Laboratory of Radar Signal Processing，Xidian University，Xi’an 710071，China)

串行數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)具有傳輸速度快，抗干擾能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于雷達(dá)，航空航天和其他測(cè)控領(lǐng)域［1－4］。隨著 FPGA 技術(shù)的發(fā)展，出現(xiàn)一種多路串行數(shù)據(jù)同步傳輸方式［2］，具有速度高、鏈路數(shù)量少和設(shè)計(jì)復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn)。這種方式的關(guān)鍵是測(cè)量和調(diào)整同步時(shí)延，文獻(xiàn)［2］借助FPGA的SelectIO資源測(cè)量同步時(shí)延，要求傳輸數(shù)據(jù)已知，量程是FPGA能夠?qū)崿F(xiàn)數(shù)據(jù)的最大延遲值。在實(shí)際應(yīng)用中，存在傳輸數(shù)據(jù)需處理才能得知以及超出量程的問(wèn)題。為了滿(mǎn)足更為復(fù)雜的測(cè)量需求，本系統(tǒng)采用Xilinx公司的Virtex6系列XC6VLX240T FPGA，通過(guò)輸入輸出延遲單元(IODELAYE)延遲數(shù)據(jù)和混合模式時(shí)鐘管理器(MMCM)移相采樣時(shí)鐘，擴(kuò)大了測(cè)量范圍，實(shí)現(xiàn)多路高速數(shù)據(jù)傳輸同步時(shí)延的高精度測(cè)量。

1 多路串行數(shù)據(jù)同步傳輸

多路串行數(shù)據(jù)同步傳輸時(shí)序圖如圖1所示，在數(shù)據(jù)鏈路的發(fā)送端和接收端使用同源的數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘Clk，采用一個(gè)幀同步信號(hào)Frame標(biāo)志每幀串行數(shù)據(jù)的起始位，同步傳輸多路高速數(shù)據(jù)Data。由于存在PCB走線(xiàn)不等長(zhǎng)等多種因素，多路數(shù)據(jù)的穩(wěn)定期并不能完全對(duì)齊，出現(xiàn)同步時(shí)延問(wèn)題。接收端只有一個(gè)采樣時(shí)鐘，同步時(shí)延較大時(shí)，采樣時(shí)刻可能是某路數(shù)據(jù)的不穩(wěn)定期，造成誤采樣，使數(shù)據(jù)傳輸出錯(cuò)，例如圖中的Datan路數(shù)據(jù)。解決上述問(wèn)題的關(guān)鍵是在接收端測(cè)量和調(diào)整數(shù)據(jù)的同步時(shí)延，保證數(shù)據(jù)正確傳輸。

圖1 多路串行數(shù)據(jù)同步傳輸時(shí)序圖

2 系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

時(shí)延測(cè)量系統(tǒng)框圖如圖2所示。系統(tǒng)主要由FPGA、USB芯片和計(jì)算機(jī)組成。系統(tǒng)工作時(shí)，在FPGA中產(chǎn)生數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘Clk和幀同步信號(hào)Frame，對(duì)多路串行數(shù)據(jù)Data進(jìn)行采樣、串并轉(zhuǎn)換和串位調(diào)整，將調(diào)整串位后的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)后通過(guò)USB芯片傳送到計(jì)算機(jī)。由計(jì)算機(jī)處理采樣數(shù)據(jù)，計(jì)算和顯示同步時(shí)延。本文設(shè)定的數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘為133．3 MHz，幀同步信號(hào)為 260．4 kHz。

圖2 時(shí)延測(cè)量系統(tǒng)框圖

采樣點(diǎn)位置移動(dòng)示意圖如圖3(a)所示，單路數(shù)據(jù)的起始采樣點(diǎn)在位置0，IO延遲模塊通過(guò)IODELAYE對(duì)串行數(shù)據(jù)進(jìn)行延遲實(shí)現(xiàn)采樣點(diǎn)位置左移，左移的間隔是其一階延遲值S ns，數(shù)目是最大延遲階J，達(dá)到J后，采樣點(diǎn)回到位置0。移相模塊使用MMCM對(duì)數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘移相P ns，由于存在移相精度誤差，P近似且小于JS，采樣點(diǎn)到達(dá)位置1，依次重復(fù)上述采樣點(diǎn)位置左移和移相的操作，使采樣范圍覆蓋一個(gè)數(shù)據(jù)傳輸周期T的間隔，移相的次數(shù)K取大于T/P的最小正整數(shù)。一個(gè)采樣點(diǎn)位置可由到達(dá)該位置時(shí)經(jīng)過(guò)的左移次數(shù)a和移相次數(shù)b確定，a的取值范圍是0～J，b的取值范圍是0～K，測(cè)量的流程圖如4所示，在完成一次采樣點(diǎn)位置的移動(dòng)后，采樣轉(zhuǎn)換模塊使用移相時(shí)鐘采樣延遲后的數(shù)據(jù)，得到該采樣點(diǎn)位置的數(shù)據(jù)，采樣持續(xù)多個(gè)時(shí)鐘周期，采樣轉(zhuǎn)換模塊對(duì)數(shù)據(jù)解串，調(diào)整串位，將調(diào)整串位后的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)后批量傳輸?shù)接?jì)算機(jī)。計(jì)算機(jī)通過(guò)對(duì)調(diào)整串位后的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析處理，判斷采樣點(diǎn)位置的傳輸是否穩(wěn)定，記錄傳輸不穩(wěn)定的采樣點(diǎn)位置，傳輸不穩(wěn)定的采樣點(diǎn)位置在不穩(wěn)定期，如圖3(b)所示，當(dāng)找到兩個(gè)不穩(wěn)定期時(shí)，取前一個(gè)不穩(wěn)定期，根據(jù)不穩(wěn)定期中點(diǎn)的左移次數(shù)a和相移次數(shù)b，計(jì)算數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘上升沿和不穩(wěn)定期中點(diǎn)的時(shí)延，稱(chēng)之為同步時(shí)延，當(dāng)b=0時(shí)，計(jì)算公式如下:

圖3 采樣點(diǎn)位置移動(dòng)與同步時(shí)延示意圖

圖4 單路數(shù)據(jù)同步時(shí)延測(cè)量的流程圖

其中S是一階延遲值，O是可編程延遲單元傳播延遲。

當(dāng)b＞0時(shí)，計(jì)算公式如下:

其中T是數(shù)據(jù)傳輸周期，S是一階延遲值，P是時(shí)鐘相移時(shí)間間隔，O是可編程延遲單元傳播延遲。重復(fù)上述測(cè)量單路數(shù)據(jù)同步時(shí)延的操作，完成多路數(shù)據(jù)同步時(shí)延的測(cè)量。

3 系統(tǒng)功能實(shí)現(xiàn)

3．1 串行數(shù)據(jù)延遲

XC6VLX240T的可編程引腳都集成了IODELAYE，其內(nèi)含可變延時(shí)線(xiàn)，分32階，每階可使串行數(shù)據(jù)延遲0．078 ns，串行數(shù)據(jù)延遲示意圖如圖5所示。延遲控制器(IODELAY_CTRL)用于保證延遲的精度，需為其提供1個(gè)200 MHz的參考時(shí)鐘［5］，只需在頂層例化一次，ISE編譯器將自動(dòng)為每個(gè)時(shí)鐘區(qū)域添加一個(gè)IODELAY_CTRL。

圖5 串行數(shù)據(jù)延遲示意圖

串行數(shù)據(jù)延遲仿真圖如圖6所示，IODELAYE工作在VAR_LOADABLE模式［5］，傳播延遲(0階延遲)是0．144 ns，Value顯示設(shè)置的延遲階。圖中延遲階由1遞增到2，通過(guò)ISim兩個(gè)光標(biāo)測(cè)量輸入數(shù)據(jù)Data和延遲數(shù)據(jù)DataDelay之間的1階延遲是0．222 ns，與理論值相符。

圖6 串行數(shù)據(jù)延遲仿真圖

3．2 采樣時(shí)鐘相移

XC6VLX240T具有12個(gè)功能強(qiáng)大的MMCM，每個(gè)時(shí)鐘管理器可輸出7路不同頻率和相位的時(shí)鐘，同時(shí)具有多種分頻形式滿(mǎn)足不同的時(shí)鐘需要，系統(tǒng)采用小數(shù)分頻產(chǎn)生高精度的數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘，通過(guò)2路分頻計(jì)數(shù)器級(jí)聯(lián)產(chǎn)生低頻的幀同步信號(hào)?，F(xiàn)主要討論MMCM動(dòng)態(tài)移相功能，相位移動(dòng)按步長(zhǎng)計(jì)算［6］，步長(zhǎng)公式為:

Step=1/(56×FClk×M/D) (3)其中FClk為輸入?yún)⒖紩r(shí)鐘的頻率，M為倍頻因子，D為分頻因子。本文使用的參考時(shí)鐘為數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘，M 為8，D 為1，得到步長(zhǎng) Step 為 0．0167 ns。根據(jù)上文計(jì)算JS為2．418 ns，由于存在移相精度誤差，相移間隔P取近似且小于2．418 ns的值，相移一次需144個(gè)步長(zhǎng)，相移間隔為2．413 ns。采樣時(shí)鐘相移示意圖如圖7所示。

圖7 采樣時(shí)鐘相移示意圖

圖8 采樣時(shí)鐘相移仿真圖

相移仿真圖如圖8所示，MMCM增加一個(gè)步長(zhǎng)所用的時(shí)間是13個(gè)Clk周期，通過(guò)每隔13個(gè)Clk時(shí)鐘周期將PSEN拉高一次，使步長(zhǎng)加1，PSDONE信號(hào)變高標(biāo)志操作完成［6］。在完成相移后，通過(guò)ISim兩個(gè)光標(biāo)測(cè)量參考時(shí)鐘Clk和相移時(shí)鐘Clk-Shift之間的延遲是2．413 ns，與理論值相符。

3．3 采樣轉(zhuǎn)換和串位調(diào)整

采樣轉(zhuǎn)換和串位調(diào)整結(jié)構(gòu)圖如圖9所示，采樣轉(zhuǎn)換模塊在檢測(cè)到幀同步信號(hào)的上升沿后，使用ISERDES(串并轉(zhuǎn)換器)完成數(shù)據(jù)的采樣和解串，將數(shù)據(jù)解串為8 bit并行數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)時(shí)鐘是移相時(shí)鐘的8分頻時(shí)鐘［5］。為了便于數(shù)據(jù)處理，從每幀的第1個(gè)串行數(shù)據(jù)開(kāi)始將8 bit并行數(shù)據(jù)對(duì)齊，當(dāng)數(shù)據(jù)沒(méi)有對(duì)齊時(shí)，通過(guò)串位調(diào)整對(duì)其進(jìn)行重組，例如，發(fā)送并行8 bit數(shù)據(jù) A［7:0］，B［7:0］，C［7:0］，…解串時(shí)可能按{A［2:7］，B［0:1］}，{B［2:7］，C［0:1］}，…恢復(fù)數(shù)據(jù)，從而產(chǎn)生2個(gè)串位［7－9］。如圖9所示，為正確恢復(fù)數(shù)據(jù)，使用2個(gè)寄存器將串位數(shù)據(jù)緩存一個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)鐘周期，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的對(duì)齊。

圖9 采樣轉(zhuǎn)換和串位調(diào)整結(jié)構(gòu)圖

由于USB芯片是批量傳輸數(shù)據(jù)［10］，在調(diào)整完串位后，將一路數(shù)據(jù)存儲(chǔ)到RAM。在接到計(jì)算機(jī)的上傳數(shù)據(jù)指令后，USB模塊將RAM里的數(shù)據(jù)傳輸?shù)接?jì)算機(jī)。

3．4 計(jì)算機(jī)數(shù)據(jù)處理

相比于FPGA，計(jì)算機(jī)軟件處理數(shù)據(jù)更為靈活，計(jì)算機(jī)軟件采用VC和MATLAB混合編程的方法，VC程序作為前端界面，通過(guò)調(diào)用MATLAB引擎，與后臺(tái)MATLAB連接，實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)通信［11］。VC簡(jiǎn)明的界面顯示和快捷的編程設(shè)計(jì)與MATLAB強(qiáng)大的計(jì)算和圖形顯示功能融為一體，縮短了程序開(kāi)發(fā)周期，提高了編程效率，適用于數(shù)據(jù)內(nèi)容復(fù)雜和實(shí)時(shí)性要求不高的場(chǎng)合。

計(jì)算機(jī)軟件接收數(shù)據(jù)后，根據(jù)已定協(xié)議，通過(guò)VC數(shù)據(jù)拼接恢復(fù)數(shù)據(jù)，再使用VC調(diào)用MATLAB的函數(shù)庫(kù)處理數(shù)據(jù)。當(dāng)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)已知時(shí)，將每個(gè)恢復(fù)數(shù)據(jù)和已知數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比，若出現(xiàn)對(duì)比結(jié)果不同的情況則在該采樣點(diǎn)位置傳輸不穩(wěn)定，記錄所有傳輸不穩(wěn)定的采樣點(diǎn)位置。當(dāng)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)為波形數(shù)據(jù)時(shí)，波形的頻率f、信噪比已知，首先對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT運(yùn)算，根據(jù)FFT的結(jié)果，取頻點(diǎn)f及其兩旁適當(dāng)頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)的幅值，求均方根值作為信號(hào)有效值，其余頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)幅值的均方根值作為噪聲的有效值，計(jì)算信噪比［12］，計(jì)算公式如下:

其中Asignal是信號(hào)的有效值，Anoise是噪聲的有效值。將求得的信噪比和已知的信噪比進(jìn)行對(duì)比，若對(duì)比結(jié)果相差δ，則在該采樣點(diǎn)位置傳輸不穩(wěn)定，記錄所有傳輸不穩(wěn)定的采樣點(diǎn)位置，其中δ根據(jù)具體的應(yīng)用環(huán)境確定，例如在本文試驗(yàn)測(cè)試環(huán)境下通過(guò)大量試驗(yàn)數(shù)據(jù)分析確定δ為1 dB。

4 測(cè)試與分析

現(xiàn)對(duì)一個(gè)AD采集系統(tǒng)輸出的多路串行數(shù)據(jù)同步時(shí)延進(jìn)行測(cè)量，數(shù)據(jù)傳輸時(shí)鐘為133．3 MHz，幀同步信號(hào)為260．4 kHz，每路數(shù)據(jù)均為正弦波下變頻后的數(shù)據(jù)，頻率為1 MHz，信噪比為25 dB，I/Q兩路數(shù)據(jù)位寬均為16 bit。系統(tǒng)對(duì)每路數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣，采樣時(shí)鐘經(jīng)過(guò)4次相移，每次相移后數(shù)據(jù)遍歷31階延遲，共有124個(gè)采樣點(diǎn)位置，在每個(gè)采樣點(diǎn)位置采樣得到132個(gè)I/Q兩路數(shù)據(jù)。計(jì)算機(jī)對(duì)每個(gè)采樣點(diǎn)位置的數(shù)據(jù)做FFT，當(dāng)采樣點(diǎn)位置在穩(wěn)定期時(shí)，頻譜很明晰，如圖10(a)所示，由式(4)計(jì)算信噪比均在24 dB以上;當(dāng)采樣點(diǎn)位置在不穩(wěn)定期時(shí)，頻譜的噪聲很大，如圖10(b)所示，信噪比均在21 dB以下。

圖10 采樣點(diǎn)在不同時(shí)期的數(shù)據(jù)傳輸?shù)念l譜圖

系統(tǒng)通過(guò)對(duì)一組測(cè)量結(jié)果求平均值保證測(cè)量的精度。為了進(jìn)一步檢驗(yàn)系統(tǒng)測(cè)量時(shí)延的精度，在完成單路第1組測(cè)量后，在該路的發(fā)送端利用IODELAYE對(duì)輸出數(shù)據(jù)的延遲進(jìn)行調(diào)整，增加數(shù)據(jù)的時(shí)延，通過(guò)第2組測(cè)量調(diào)整后的時(shí)延，得到測(cè)量的誤差，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表1所示。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果誤差分析可知，系統(tǒng)測(cè)量的誤差小于0．20 ns，能夠滿(mǎn)足高精度的測(cè)量需求。

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表

5 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種多路高速數(shù)據(jù)傳輸同步時(shí)延測(cè)量系統(tǒng)，基于Xilinx公司的Virtex系列FPGA芯片XC6VLX240T進(jìn)行測(cè)試分析。利用IODELAYE模塊，系統(tǒng)時(shí)延測(cè)量分辨率可達(dá)0．078 ns，通過(guò)和MMCM資源結(jié)合，測(cè)量范圍可覆蓋一個(gè)數(shù)據(jù)傳輸周期的間隔。測(cè)試分析中，采用正弦波信號(hào)驗(yàn)證本文系統(tǒng)的性能，實(shí)測(cè)測(cè)量誤差小于0．2 ns，能夠精確實(shí)現(xiàn)同步時(shí)延的測(cè)量。

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