應(yīng)用于LTE上行鏈路的D－MMSE－FE均衡算法

王連友

(電信科學(xué)技術(shù)研究院無(wú)線移動(dòng)通信國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京 100192)

碼間干擾(Inter Symbol Interference，ISI)是影響數(shù)字信號(hào)傳輸可靠性的一個(gè)主要因素［1］。ISI會(huì)引起一個(gè)數(shù)據(jù)流中數(shù)據(jù)彼此干擾，從而造成信號(hào)失真。為了克服ISI造成的失真，在一個(gè)通信系統(tǒng)中常采用被稱為信道均衡的信號(hào)處理技術(shù)。均衡器通過(guò)某種技術(shù)來(lái)重建原始信號(hào)，去掉ISI的影響，從而提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃裕?］。

現(xiàn)階段均衡算法一般廠家均采用傳統(tǒng)的兩種線性均衡算法，即迫零算法(ZF)和最小均方誤差算法(MMSE)。由于線性均衡性能的局限性，1967年奧斯丁(Austin)提出了判決反饋均衡器(Decision Feedback Equalizer，DFE)［3］。但其性能取決于反饋階數(shù)，階數(shù)越高，性能越好，復(fù)雜度較大。在本論文中提出一種復(fù)雜度較低的判決反饋均衡器，利用線性MMSE均衡結(jié)

果，形成反饋鏈路，將最小均方誤差準(zhǔn)則應(yīng)用于整個(gè)反饋鏈路，同時(shí)分析線性均衡的結(jié)果成分，并根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則計(jì)算出均衡器的前、后向傳遞函數(shù)，提高均衡器性能。由于在線性均衡和整個(gè)反饋鏈路中兩次用到最小均方誤差準(zhǔn)則，所以命名為雙MMSE反饋均衡算法(Double MMSE Feedback Equalizer，D －MMSE －FE)。

1 現(xiàn)階段常用的均衡算法

在LTE系統(tǒng)中，通常均衡方法就是線性的迫零(Zero Force，ZF)均衡和MMSE均衡以及非線性的判決反饋均衡。

1.1 迫零算法

設(shè)輸入信號(hào)為

其中，H為信道傳遞函數(shù);N為加性噪聲;S為有用數(shù)據(jù)，這些量全部都是頻域表示形式。

在忽略噪聲污染下，有效數(shù)據(jù)S可以近似等于R/H。即

所以，該式即為迫零頻域均衡的公式，其中R為接收到的數(shù)據(jù)，H為信道估計(jì)模塊估計(jì)出的傳遞函數(shù)。迫零均衡，復(fù)雜度最低、實(shí)現(xiàn)容易，且完全消除了碼間干擾，在具有深衰落極點(diǎn)的信道下會(huì)放大噪聲，使性能嚴(yán)重下降［4］。

1.2 MMSE算法

MMSE頻域均衡是以最小均方誤差為準(zhǔn)則的。下式為MMSE均衡器的算法描述公式

其中，R為接收到的數(shù)據(jù);H為信道估計(jì)模塊估計(jì)出的傳遞函數(shù);是信噪比的倒數(shù)。

MMSE均衡，復(fù)雜度低、滿足線性最小均方誤差準(zhǔn)則。但MMSE均衡器只是在放大噪聲和殘留碼間干擾之間的一個(gè)折中選擇［5］，在具有深衰落極點(diǎn)的信道下，避免了噪聲過(guò)度放大，明顯比迫零均衡優(yōu)越。

1.3 判決反饋均衡算法

圖1是判決反饋均衡器(Decision Feedback Equalizer，DFE)的示意圖，其包含兩個(gè)濾波器，前向?yàn)V波器F和后向?yàn)V波器B。在時(shí)域上判決反饋均衡器的基本思路是:一旦一個(gè)信息符號(hào)被檢測(cè)并被判定以后，就可以在后續(xù)符號(hào)之前預(yù)測(cè)并消除由這個(gè)信息符號(hào)帶來(lái)的碼間干擾。若有深衰落，則判決反饋均衡器的誤差將小于線性均衡器。所以，判決反饋均衡器適合于有嚴(yán)重失真的無(wú)線信道。

判決反饋均衡算法公式

圖1 判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)圖

其中，R為接收到的數(shù)據(jù);H為信道估計(jì)模塊估計(jì)出的傳遞函數(shù);F(n)是第k次迭代的前向?yàn)V波器傳遞函數(shù);B(n)是第k次迭代的后向?yàn)V波器傳遞函數(shù);S(n－1)是第k－1次迭代的均衡器輸出，判決反饋均衡算法根據(jù)前向和后向?yàn)V波器的不同分為較多種［3］。

判決反饋均衡的前、后向傳遞函數(shù)一般均較為復(fù)雜。在精確判決和多次反饋的情況下，性能比線性均衡強(qiáng)。但性能由反饋次數(shù)和判決精度決定，精確地判決和多次反饋使復(fù)雜度大幅提高，實(shí)現(xiàn)成本加大。然而不精確地判決會(huì)產(chǎn)生誤判擴(kuò)散，影響性能［6］。

2 新均衡算法

文中提出一種復(fù)雜度較低的判決反饋均衡器，通過(guò)對(duì)線性MMSE均衡器輸出數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)的分析，形成反饋鏈路，進(jìn)行二次補(bǔ)償;同時(shí)將最小均方誤差準(zhǔn)則應(yīng)用于整個(gè)反饋鏈路，計(jì)算出均衡器的前、后向傳遞函數(shù)。由于在線性均衡和整個(gè)反饋鏈路中兩次用到最小均方誤差準(zhǔn)則，所以命名為雙MMSE反饋均衡算法(Double MMSE Feedback Equalizer D－MMSE－FE)。DMMSE－FE均衡算法實(shí)際上也算是一種判決反饋均衡器，但是它省略了判決算法，比判決反饋均衡器復(fù)雜度低，且在單次迭代的情況下較明顯地提高了均衡器的性能。

圖2 新均衡器結(jié)構(gòu)框圖

設(shè)輸入信號(hào)為

其中，H為信道傳遞函數(shù);N為加性噪聲;S為有用數(shù)據(jù)。

將輸入信號(hào)代入判決反饋均衡器的公式

將式(5)代入式(6)得

所以該式中的均方誤差為

根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則，以Er為自變量，F(xiàn)為變量，將均方誤差Er的公式對(duì)F進(jìn)行求導(dǎo)，并令其等于零，以求出滿足均方誤差最小值F的公式

最后得出符合均方誤差極小值的前向?yàn)V波器F的公式為

這樣，前后向?yàn)V波器全部確定，而B(niǎo)=1－FH，所以前向?yàn)V波器確定，后向?yàn)V波器也隨之確定。根據(jù)對(duì)MMSE線性均衡輸出成分的分析

3 仿真測(cè)試環(huán)境

3.1 仿真系統(tǒng)架構(gòu)

物理層仿真平臺(tái)以模塊化的方式設(shè)計(jì)，每個(gè)模塊依據(jù)功能劃分，可獨(dú)立靈活配置參數(shù)，并且具有良好的擴(kuò)展性和重用性。在此通用平臺(tái)上，結(jié)合3GPP TS 36.211規(guī)定的空中接口規(guī)范LTE SC－FDMA，搭建物理層仿真鏈路。

如圖3所示，根據(jù)物理層上行仿真流程，整個(gè)系統(tǒng)可分為用戶設(shè)備(User Equipment，UE)發(fā)送端、信道和基站(Base Station，BS)接收端3 部分［8］。

圖3 LTE上行鏈路結(jié)構(gòu)框圖

3.2 UE放射裝置

如圖4分別是LTE上行系統(tǒng)的用戶設(shè)備(User Equipment，UE)發(fā)射過(guò)程和基站接收的流程圖。在UE發(fā)射端，要發(fā)射的數(shù)據(jù)首先要添加 CRC(Cyclic Redundancy Check，循環(huán)冗余校驗(yàn))，隨后進(jìn)行Turbo編碼、速率匹配、加擾調(diào)制等處理［9］。最終進(jìn)行 SCFDMA信號(hào)生成，先DFT，在資源映射后加頻域保護(hù)帶(Guard)，然后進(jìn)行IFFT，最后加上循環(huán)前綴，這樣SC－FDMA 信號(hào)就生成完畢［10］。

圖4 UE發(fā)射機(jī)模型

3.3 基站接收裝置

圖2是LTE上行接收機(jī)系統(tǒng)框圖。基站接收到時(shí)域信號(hào)r，r經(jīng)過(guò)7.5 kHz頻偏補(bǔ)償后，去掉循環(huán)前綴CP，經(jīng)FFT運(yùn)算，去掉在頻域添加的保護(hù)帶(Guard)，分成兩部分，DMRS(Demodulation Reference Signal，解調(diào)參考信號(hào))和數(shù)據(jù)。DMRS進(jìn)行信道估計(jì)和信噪比計(jì)算。數(shù)據(jù)要進(jìn)行頻域均衡，均衡后得到軟比特?cái)?shù)據(jù)。軟比特?cái)?shù)據(jù)經(jīng)過(guò)IFFT，解調(diào)、解擾、解速率匹配、Turbo解碼、去掉CRC才恢復(fù)了最終數(shù)據(jù)。

圖5 LTE上行基站接收系統(tǒng)框圖

3.4 測(cè)試環(huán)境參數(shù)

在LTE上行鏈路基站側(cè)使用該均衡器進(jìn)行仿真驗(yàn)證。整個(gè)系統(tǒng)參數(shù)為10 Mbit·s－1帶寬，調(diào)制方式16 QAM，單天線發(fā)射雙天線接收等比合并接收分集［11］;信道估計(jì)算法為最小二乘算法;信道環(huán)境分別是EPA，多普勒頻移5 Hz;EVA，多普勒頻移30 Hz;ETU，多普勒頻移100 Hz。信道參數(shù)如表1所示［12］。

表1 仿真信道參數(shù)表

4 仿真測(cè)試環(huán)境結(jié)果

圖6～圖8分別是新均衡算法和線性MMSE和迫零均衡在EPA，EVA，ETU 3種信道環(huán)境下的仿真誤碼率曲線圖。在EPA信道下有微弱的提升，約有0.1 dB，但在EVA信道下和ETU信道環(huán)境下分別比線性MMSE均衡各提升了約0.7 dB和2 dB。

圖6 在EPA信道的仿真誤碼率曲線圖

圖7 在EVA信道的仿真誤碼率曲線圖

新均衡算法的時(shí)間復(fù)雜度和MMSE線性均衡相同，均是O(k)，其中k是輸入數(shù)據(jù)量。相對(duì)于判決反饋均衡而言，復(fù)雜度較低，性能和MMSE線性均衡相比卻有較為明顯的提升，尤其是在ETU信道環(huán)境下。新均衡利用MMSE線性均衡器輸出數(shù)據(jù)的成分，對(duì)MMSE線性均衡器輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行反饋處理，利用最小均方誤差準(zhǔn)則計(jì)算整個(gè)反饋均衡器的前向?yàn)V波器，使其性能有所提升，具有較強(qiáng)的實(shí)用價(jià)值。

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