基于慣性補(bǔ)償?shù)奈⒕W(wǎng)逆變器控制策略

段志尚，姜 波

（新疆大學(xué) 電氣工程學(xué)院，新疆 烏魯木齊830047）

微電網(wǎng)以其能對(duì)電力電子技術(shù)進(jìn)行有效利用，且可靈活智能控制，而成為未來(lái)電力發(fā)展戰(zhàn)略的重點(diǎn)之一.逆變器作為微網(wǎng)運(yùn)行中不可缺少的電力電子裝置，其穩(wěn)定運(yùn)行能極大提高微電網(wǎng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性［1－2］.微網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)不僅要有并網(wǎng)運(yùn)行的能力，還需有穩(wěn)定的離網(wǎng)（孤島）運(yùn)行能力［3］.離網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，本地負(fù)載性質(zhì)不同及負(fù)載突變時(shí)能否保證電壓恒壓恒頻輸出是微網(wǎng)逆變器控制的核心問(wèn)題［4］.

目前應(yīng)用較多的電壓控制策略是同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下采用PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行矢量控制［5］，這種控制策略基于動(dòng)態(tài)模型，具有良好的動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)性能.采用這種控制策略需要坐標(biāo)定向和變換，并對(duì)有功和無(wú)功進(jìn)行解耦控制，運(yùn)算量大［6］.運(yùn)用比例諧振（proportional resonant，簡(jiǎn)稱PR）控制能夠簡(jiǎn)化控制過(guò)程，也可以對(duì)輸出作特定次諧波補(bǔ)償［7］.但在離網(wǎng)運(yùn)行控制中，傳統(tǒng)PR控制器無(wú)法滿足不同負(fù)載對(duì)電能的要求，當(dāng)負(fù)載呈感性時(shí)，輸出電壓波形諧波增加，甚至無(wú)法使系統(tǒng)穩(wěn)定.因此，對(duì)PR控制器進(jìn)行研究和改進(jìn)，具有現(xiàn)實(shí)意義.作者以新能源微網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)為對(duì)象，分析微網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)變流器的逆變部分并網(wǎng)與離網(wǎng)運(yùn)行狀態(tài)下的控制策略.對(duì)離網(wǎng)感性負(fù)載時(shí)系統(tǒng)出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象，提出PR控制器結(jié)合慣性補(bǔ)償?shù)目刂撇呗?

1 微網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行控制策略

微網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖1所示.太陽(yáng)能電池發(fā)出的直流電能通過(guò)整流裝置匯集到直流母線，由逆變器將直流電變換為頻率穩(wěn)定的交流電并經(jīng)LC濾波器濾波后，通過(guò)并網(wǎng)開(kāi)關(guān)與電網(wǎng)連接.本地負(fù)載通過(guò)公共耦合點(diǎn)（PCC）接入微網(wǎng)［8］.

并網(wǎng)條件下，交流側(cè)的電壓被大電網(wǎng)鉗位，控制逆變器輸出功率的實(shí)質(zhì)是控制逆變器輸出的電流.為減少控制延時(shí)和繁復(fù)的解耦過(guò)程，該文采用基于PR控制的SPWM調(diào)制來(lái)控制逆變器，并網(wǎng)PR控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。

三相電壓和電流經(jīng)過(guò)Clark變換后得到靜止α－β坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓uα，uβ和電流iα，iβ.將iα，iβ與給定的比較，誤差經(jīng)PR控制器調(diào)節(jié)，經(jīng)過(guò)反Clark變換后得到SPWM控制信號(hào).PR控制器由比例環(huán)節(jié)和廣義積分環(huán)節(jié)組成.PR控制器的傳遞函數(shù)為

控制器傳遞函數(shù)在諧振頻率ω0處存在諧振峰，增益無(wú)窮大，因此對(duì)于頻率為ω0的信號(hào)可以實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤［9－11］.為了抑制諧波、尖峰等干擾，一般Ni（s）的階數(shù)要小于分母Di（s）的階數(shù)，否則高頻段增益會(huì)激增.

2 微網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)離網(wǎng)運(yùn)行控制策略

2.1 離網(wǎng)時(shí)逆變器模型

微電網(wǎng)運(yùn)行于離網(wǎng)狀態(tài)時(shí)，逆變器成為本地交流負(fù)荷的電源，負(fù)載成為逆變器輸出的一個(gè)決定因素.失去電網(wǎng)的支撐和鉗位后，系統(tǒng)變成自治系統(tǒng).

為了保證向本地負(fù)載提供恒幅恒頻的電壓，需要采用電壓閉環(huán)控制技術(shù)［12］，被控量從電流轉(zhuǎn)換為電壓.離網(wǎng)運(yùn)行時(shí)輸出電壓受負(fù)載影響，本地負(fù)載若呈感性，負(fù)載中的電感會(huì)與前級(jí)LC濾波電路組成諧振電路，使輸出電壓諧波含量增加［13－14］，嚴(yán)重時(shí)系統(tǒng)輸出變得不穩(wěn)定.將逆變器濾波器與感性負(fù)載組成的諧振單元簡(jiǎn)化為T型LCL電路［15］，如圖3所示.

圖3中，ui，ud分別為輸入和輸出電壓，根據(jù)基爾霍夫定律可得

由式（2）推導(dǎo)出的傳遞函數(shù)為

當(dāng)Rc為0歐姆，即電容支路不串接阻尼電阻時(shí)，此時(shí)等效電路的傳遞函數(shù)為

其中：Li，Ld分別為濾波器和負(fù)載的電感，Cf為濾波電容.從式（4）看出，負(fù)載呈感性時(shí)，電壓控制閉環(huán)中增加一個(gè)3階環(huán)節(jié)，虛軸上就有一對(duì)低頻極點(diǎn)，系統(tǒng)就會(huì)存在自然振蕩.而PR控制器對(duì)低頻諧振抑制能力弱，傳統(tǒng)電壓PR控制下輸出電壓諧波含量增加，當(dāng)諧振頻率接近基頻時(shí)，控制器參數(shù)Kr取值要求苛刻，否則會(huì)導(dǎo)致輸出電壓波形發(fā)散.

2.2 基于慣性補(bǔ)償?shù)碾x網(wǎng)控制

借鑒逆變器輸出濾波器設(shè)計(jì)中消除諧振的方法，即在濾波器電容支路串聯(lián)電阻，來(lái)對(duì)濾波器的阻尼適當(dāng)補(bǔ)償從而抑制諧振現(xiàn)象.從式（3）可以看出，在濾波電容支路加入阻尼，實(shí)質(zhì)上是改變了系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)零點(diǎn)，同時(shí)將極點(diǎn)向左半平面移動(dòng)，使得系統(tǒng)更加穩(wěn)定.應(yīng)用這種方式提高系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時(shí)使功率消耗大，因而逆變器電能轉(zhuǎn)換效率降低.為克服這個(gè)不利因素，對(duì)控制結(jié)構(gòu)做出改進(jìn)，控制結(jié)構(gòu)如圖4所示.通過(guò)在控制回路加入慣性環(huán)節(jié)，配置系統(tǒng)的零點(diǎn)和極點(diǎn)，達(dá)到與加入阻尼相同的效果，增強(qiáng)對(duì)諧振的抑制，由此改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能.

采取慣性補(bǔ)償后，濾波器與負(fù)載的傳遞函數(shù)變?yōu)?階慣性系統(tǒng).根據(jù)圖4中的控制結(jié)構(gòu)，推導(dǎo)出此時(shí)的濾波器的閉環(huán)傳遞函數(shù)變?yōu)?/p>

其中：d＝ωζCfLdLi＋2RLi，k＝R2＋2ωζCfLdR＋LiRcCf，Li為濾波器電感，R為逆變器內(nèi)阻，Ld為負(fù)載中的電感，ζ為所加入慣性環(huán)節(jié)的阻尼系數(shù)，Cf為濾波電容，Rc為濾波電容等效電阻.改進(jìn)后的濾波器傳遞函數(shù)形式與式（4）相同，調(diào)整ζ的值可以調(diào)整系統(tǒng)閉環(huán)零點(diǎn)和極點(diǎn)的大小，從而改善系統(tǒng)的性能.調(diào)整阻尼系數(shù)ζ的值可以間接調(diào)整系統(tǒng)阻尼，ζ取值與負(fù)載電感和系統(tǒng)采樣頻率相關(guān).ζ越大，系統(tǒng)慣性越大，ζ取值太小，慣性補(bǔ)償效果不明顯，但取值過(guò)大，輸出電壓波形含大量諧波，電流電壓存在相位差.

3 仿真與分析

3.1 并網(wǎng)控制策略仿真

將并網(wǎng)控制時(shí)PR控制策略用MatLab軟件進(jìn)行仿真.LC濾波器的參數(shù)為：L＝5mH，Cf＝47μF，直流側(cè)電壓400V，電網(wǎng)電壓220V，初始電流給定值i＝2.0A，開(kāi)關(guān)頻率為10kHz，控制器參數(shù)Kp＝5，Kr＝1.2.

并網(wǎng)時(shí)PR調(diào)節(jié)器控制電流仿真波形如圖5所示.從圖5a可以看出，逆變器網(wǎng)側(cè)電流幅值快速達(dá)到給定，波形正弦，電流紋波少，電流THD＝3.71%.在0.05s電流給定從初始的2A階躍到4A后，電流調(diào)整迅速，控制效果明顯.圖5b中幅值大的波形為相電壓波形，幅值小的波形為相電流波形.為了便于觀察，已將圖5b電流波形放大12倍.從圖5b中可以看出電流電壓同相位，功率因數(shù)接近1，當(dāng)電流給定變化時(shí)，網(wǎng)側(cè)電壓并不受影響.由此可知，正交α－β坐標(biāo)下的PR控制能夠在并網(wǎng)條件下，較好地控制電流輸出.

3.2 離網(wǎng)控制策略仿真

為了驗(yàn)證所提出的離網(wǎng)電壓控制策略能夠適應(yīng)不同負(fù)載，首先考察PR控制器對(duì)未加入慣性補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)在功率因數(shù)為0.85（滯后）時(shí)的控制效果；然后對(duì)加入慣性補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)采取負(fù)載切換，即：系統(tǒng)帶純阻性負(fù)載啟動(dòng)，在0.05s時(shí)，切換至功率因數(shù)為0.85的感性負(fù)載.仿真參數(shù)為：負(fù)載電阻Rd1＝110Ω，Rd2＝110Ω，負(fù)載電感Ld2＝120mH，LC濾波電感Li＝50mH，濾波電容Cf＝47μF，相電壓幅值給定u0＊＝220V，頻率給定f＊＝50Hz.

圖6為無(wú)慣性補(bǔ)償系統(tǒng)負(fù)載呈感性時(shí)輸出的三相電壓.由圖6無(wú)慣性補(bǔ)償系統(tǒng)負(fù)載呈感性時(shí)輸出的三相電壓可以看出，輸出電壓波形有正弦趨勢(shì)，但是諧波含量大且系統(tǒng)輸出的電壓振蕩.在加入慣性補(bǔ)償?shù)沫h(huán)節(jié)中，取阻尼系數(shù)ζ＝3.5.圖7為慣性補(bǔ)償后負(fù)載變化時(shí)的三相電壓與電流.從圖7a中可以看出，t＝0.05s之前，微網(wǎng)系統(tǒng)在純阻性負(fù)載下輸出的三相電壓是穩(wěn)定的正弦波，幅值達(dá)到了給定的220 V，諧波含量低，電壓THD＝1.16%.從圖7b中可以看出，逆變器輸出的電流也為穩(wěn)定三相正弦波，幅值為2.1A.t＝0.05s時(shí)，投入感性負(fù)載，加入了慣性補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)在負(fù)載突變時(shí)，電壓出現(xiàn)微小波動(dòng)后能迅速恢復(fù)穩(wěn)定正弦波形，電壓能準(zhǔn)確跟蹤給定值.可見(jiàn)在離網(wǎng)條件下，采用了慣性補(bǔ)償后的PR控制策略能使逆變器穩(wěn)定地向阻性負(fù)載提供可靠電能.

圖8為慣性補(bǔ)償后逆變器的輸出功率.由圖8可知，負(fù)載變化前有功功率穩(wěn)定在400W左右，負(fù)載變化后在感性負(fù)載的作用下，有功功率提升至800W左右，同時(shí)無(wú)功功率從0變化至200Var左右，基本達(dá)到給定電流條件.慣性補(bǔ)償環(huán)節(jié)的加入使得系統(tǒng)能在感性負(fù)載時(shí)穩(wěn)定，逆變器同時(shí)輸出有功功率和無(wú)功功率，在感性負(fù)載投入的瞬間，功率變化比較平滑.

4 結(jié)束語(yǔ)

作者對(duì)微網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)運(yùn)行和離網(wǎng)運(yùn)行兩種模式的比例諧振控制策略進(jìn)行了分析.針對(duì)離網(wǎng)模式感性負(fù)載情況下控制器控制效果不理想的問(wèn)題，提出了采用慣性補(bǔ)償?shù)目刂撇呗詠?lái)彌補(bǔ)PR控制器的不足.仿真結(jié)果表明所設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)具有較好的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能.

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