一種兼顧效率和電磁兼容的反激變壓器設(shè)計(jì)

曾智強(qiáng) 鄭心城 陳 為

（福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福州 350116）

近年來(lái)，便攜式、可移動(dòng)式電子產(chǎn)品的使用越來(lái)越廣泛。而這些設(shè)備大部分都需要通過(guò)外部電源適配器來(lái)供電。這些電源適配器一般采用反激電源電路。因?yàn)槠潆娐泛?jiǎn)單、工作穩(wěn)定可靠、易于控制、體積較小且成本也相對(duì)較低。而反激電源效率及EMI的特性優(yōu)化設(shè)計(jì)一直是電源工作者的研究熱點(diǎn)之一。

效率是衡量電源性能的一個(gè)重要參數(shù)。隨著人們對(duì)節(jié)能和環(huán)保的日益重視，全球各國(guó)對(duì)于產(chǎn)品能源利用效率的要求也日益提高。文獻(xiàn)[1-5]利用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)和同步整流技術(shù)來(lái)減小變換器的開(kāi)關(guān)損耗，從而提高整機(jī)效率。而反激變壓器作為反激電路不可或缺的關(guān)鍵器件之一，其體積、重量約占整個(gè)電路的20%～30%，損耗約占總損耗的30%[6]。因此，為了使電源設(shè)計(jì)符合電力電子技術(shù)沿著高頻、高效率、高功率密度方向發(fā)展的要求，變壓器成為其優(yōu)化的首選對(duì)象。文獻(xiàn)[7]通過(guò)繞組交叉換位技術(shù)及改變磁心氣隙與繞組的相對(duì)位置對(duì)高頻磁性元件進(jìn)行優(yōu)化，從而提高整機(jī)效率。另一方面，為了減小體積和重量，從而提高變換器的功率密度，最常用的方法是提高頻率[8]。但不管是通過(guò)改變繞組的繞制方法來(lái)提高變換器的效率，還是通過(guò)增大頻率來(lái)提高變換器的功率密度，往往會(huì)帶來(lái)另一個(gè)問(wèn)題電磁干擾。因?yàn)楣β书_(kāi)關(guān)器件和磁性器件本身具有的非線性特性，在高頻工作頻率下，電壓、電流的變化率很大，會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾。文獻(xiàn)[9]從共模噪聲的耦合途徑的角度考慮，基于噪聲平衡的原理，提出了增加一個(gè)額外的電容和優(yōu)化變壓器繞組間的屏蔽這兩個(gè)新的方法來(lái)減少共模噪聲。文獻(xiàn)[10]通過(guò)增加一個(gè)補(bǔ)償變壓器繞組和一個(gè)電容器，實(shí)現(xiàn)了Buck、Boost、Fly-back、Forward、Buck-Boost等基本變流器中共模干擾的部分抵消。但通過(guò)外加補(bǔ)償電容和補(bǔ)償繞組來(lái)抑制電磁干擾的同時(shí)，會(huì)帶來(lái)額外的損耗，使得變換器的效率降低。因此對(duì)提高電源的效率的同時(shí)減小傳導(dǎo)共模EMI的噪聲的研究不僅具有重要的理論意義也具有很好的工程實(shí)用價(jià)值。本文以反激電源為研究對(duì)象，基于次級(jí)繞組凈感應(yīng)電荷的理論模型，通過(guò)理論計(jì)算分析不同的屏蔽體接地點(diǎn)位置及不同的屏蔽高度對(duì)變壓器共模傳導(dǎo)EMI的影響。從而提出一種改進(jìn)型的三明治繞法來(lái)兼顧反激變換器的效率和電磁兼容問(wèn)題。

1 原理與設(shè)計(jì)

反激電源的電磁干擾源主要有兩個(gè)：一個(gè)是原邊的功率開(kāi)關(guān)管，另一個(gè)是副邊的整流二極管。它們?cè)陂_(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生較大 di/dt和 du/dt，這是產(chǎn)生電磁干擾的主要原因。從這兩個(gè)干擾源出發(fā)到接收干擾的 LISN總共有三條耦合路徑。圖 1所示為變壓器繞組加屏蔽銅箔且散熱器接整流負(fù)端的共模噪聲耦合路徑圖。圖中的耦合電容定義如下：變壓器原邊功率管漏極與散熱器間的耦合電容用電容Cp0表示；原邊電位熱點(diǎn)對(duì)副邊電位靜點(diǎn)的耦合電容用Cps表示；副邊電位熱點(diǎn)對(duì)原邊電位靜點(diǎn)的耦合電容用Csp表示。由于散熱器接整流負(fù)端的地，所以路徑③被屏蔽，電磁干擾無(wú)法到達(dá)LISN。根據(jù)圖1對(duì)反激式共模噪聲傳輸通道的分析，可建立如圖2所示的共模傳導(dǎo)噪聲的等效電路模型[11]。

從圖2可以看出，原、副邊的兩個(gè)共模傳導(dǎo)干擾源的作用極性是相反的，流過(guò) LISN阻抗的共模傳導(dǎo)噪聲總電流為兩條路徑上的電流之差。因此合理控制Cps和Csp的值可以有效地減小共模噪聲。那么，如果將兩條路徑上的電容等效成一個(gè)有效電容CQ[12]，只要控制有效電容CQ的大小便可以控制共模傳導(dǎo)噪聲總電流的大小。若已知電位分布，只要計(jì)算出電荷Q就可以得到C。所以本文抑制共模噪聲的基本思想就是使得歸算到次級(jí)繞組上的感應(yīng)總電荷∑Q等于0。

圖1 繞組加屏蔽的共模噪聲耦合路徑

圖2 反激電源共模傳導(dǎo)噪聲的等效電路模型

1.1 屏蔽體高度對(duì)變壓器共模傳導(dǎo)EMI的影響

圖3表示PS繞法加部分屏蔽接原邊電位靜點(diǎn)的次級(jí)繞組感應(yīng)電荷示意圖。假設(shè)b為屏蔽層的高度。其中，w為全屏蔽的高度，Cps為原邊繞組和副邊繞組之間的結(jié)構(gòu)電容，Cssh為副邊繞組和屏蔽層之間的結(jié)構(gòu)電容。

圖3 PS繞法加部分屏蔽接原邊電位靜點(diǎn)

根據(jù)次級(jí)繞組凈感應(yīng)電荷的理論，可以得到原邊繞組、副邊繞組以及屏蔽銅箔沿高度方向的電位分布：

當(dāng)繞組的高度為x的時(shí)候，原邊繞組和副邊繞組之間的電位差：

當(dāng)繞組的高度為x的時(shí)候，副邊繞組和屏蔽層之間的電位差為

那么，變壓器初級(jí)繞組在次級(jí)繞組所感應(yīng)出的電荷量以及屏蔽銅箔在副邊繞組所感應(yīng)出的電荷量分別為Q1和Q2。副邊繞組所感應(yīng)出的總電荷量為∑Q。

當(dāng)b=0時(shí)，可以得到無(wú)屏蔽銅箔時(shí)，變壓器副邊繞組所感應(yīng)出的總電荷量為

在如圖3所示的變壓器為PS繞法加部分屏蔽接原邊繞組電位靜點(diǎn)的情況下，已知參數(shù)：?jiǎn)挝桓叨鹊腃ps=0.56nF，單位高度的Cssh=0.66nF，w=9.2mm，可以畫出如圖4有效電容大小隨屏蔽層高度b變化趨勢(shì)圖。發(fā)現(xiàn)當(dāng)b=8.84mm時(shí)候，CQ大小為 0，而不是全屏蔽的高度w=9.2mm。因此屏蔽高度有一個(gè)最優(yōu)值。

圖4 有效電容大小隨屏蔽層高度變化趨勢(shì)圖

1.2 屏蔽體接地位置對(duì)變壓器共模傳導(dǎo)EMI的影響

圖5表示PS繞法加全屏蔽銅箔接變壓器次級(jí)繞組電位靜點(diǎn)感應(yīng)電荷示意圖。沿初級(jí)繞組各匝線圈和屏蔽層的電位分布的表達(dá)式分別為

當(dāng)繞組的高度為x的時(shí)候，原邊和屏蔽層的之間的電位差為

則變壓器初級(jí)繞組所感應(yīng)出的電荷量為

圖5 PS繞法加全屏蔽接副邊繞組地

圖6表示PS繞法加全屏蔽接初級(jí)繞組地感應(yīng)電荷示意圖。沿副邊各匝線圈和屏蔽層的電位分布的表達(dá)式分別為

當(dāng)繞組的高度為x的時(shí)候，初級(jí)繞組和屏蔽層的層間的電位差為

則變壓器副邊繞組所感應(yīng)出的電荷量為

圖6 PS繞法加全屏蔽接初級(jí)繞組地

由式（11）和式（15）可以看出，全屏蔽的∑Q比不屏蔽的還要大。所以屏蔽體接地位置會(huì)對(duì)變壓器共模傳導(dǎo)EMI產(chǎn)生影響，若屏蔽銅箔接變壓器副邊的電位靜點(diǎn)，全屏蔽反而比不屏蔽的效果更差。

1.3 改進(jìn)型三明治繞法

圖7為改進(jìn)型的三明治繞法，其中Up∶Us=15∶1，原邊繞組分成4層繞制，先原邊繞組繞兩層接著繞一層副邊繞組，然后繞剩余的兩層原邊繞組，最外一層為輔助繞組。

圖7 改進(jìn)型三明治繞法

那么，沿初級(jí)繞組各匝線圈和屏蔽層的電位分布的表達(dá)式分別為

沿副邊各匝線圈和屏蔽層的電位分布的表達(dá)式分別為

當(dāng)繞組的高度為x的時(shí)候，次級(jí)繞組和初級(jí)繞組間的電位差為

則變壓器初級(jí)繞組在副邊繞組所感應(yīng)出的電荷量為

當(dāng)繞組的高度為x的時(shí)候，次級(jí)繞組和屏蔽層的層間的電位差為

則變壓器屏蔽層在副邊繞組所感應(yīng)出的電荷量為

則變壓器次級(jí)繞組所感應(yīng)出的總電荷量為

由式（26）可以看出影響次級(jí)繞組所感應(yīng)出的總電荷量的因素有兩個(gè)：一個(gè)是繞組的電位分布，另一個(gè)是結(jié)構(gòu)電容的大小。欲改變繞組的電位分布可以通過(guò)改變繞組的層數(shù)、接地引腳的位置等。而改變結(jié)構(gòu)電容則相對(duì)容易一些，本文通過(guò)調(diào)節(jié)原邊繞組與副邊繞組之間的間距d1和屏蔽層與次級(jí)繞組之間間距d2，使其滿足式（27），從而使得Cssh和Cps滿足式（27）的關(guān)系式，從而來(lái)抑制傳導(dǎo)共模EMI的影響。

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

利用一臺(tái)反激電源iPad充電器作為測(cè)試實(shí)驗(yàn)對(duì)象。輸入電壓Uac為：220V/50Hz，輸出電壓Uo為：5V/2A。樣機(jī)的主電路拓?fù)洹⒖刂苹芈泛头答伝芈啡鐖D8所示。原樣機(jī)的變壓器采用PS繞法，磁心為EE19，初級(jí)繞組電感1.15mH，120匝；次級(jí)繞組電感：5.48μH，8匝。

圖8 反激電源

2.1 變壓器繞法對(duì)效率的影響

為了分析變壓器繞法對(duì)效率的影響，制作了三種不同繞法的變壓器。分別為 PS繞法，普通 PSP繞法和改進(jìn)型 PSP繞法并于同一個(gè)樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。

利用阻抗分析儀測(cè)量這三種變壓器的激磁電感和漏感，并在同一樣機(jī)上測(cè)試了其滿載 2A時(shí)的整機(jī)效率。表1為三種變壓器繞法對(duì)各參數(shù)影響情況。其中初級(jí)繞組電感在 1.15±10%左右。從表 1可以看出改進(jìn)的PSP繞法比原樣機(jī)的PS繞法滿載效率提高了2.31%。因?yàn)镻SP繞法增加了初、次級(jí)繞組之間的耦合面積，減小了變壓器的漏感，那么消耗在漏感吸收電路的能量也就相應(yīng)減少，從而提高了整機(jī)的效率。但因?yàn)楦倪M(jìn)型繞法加了屏蔽層，耦合的緊密程度比普通的PSP繞法差一些，因此效率也相對(duì)低一點(diǎn)。

表1 不同變壓器繞法對(duì)各參數(shù)的影響

2.2 變壓器繞法對(duì)EMI的影響

三明治繞法的使用會(huì)增加初、次級(jí)繞組之間的耦合電容，而繞組間的電容是傳導(dǎo)共模噪聲主要的耦合途徑。另外，它還會(huì)與繞組的分布電感構(gòu)成LC振蕩器會(huì)產(chǎn)生振鈴噪聲，所以三明治繞法會(huì)使電源的 EMI性能變差。從圖 9（a）和圖 9（b）兩個(gè)比較，PSP繞法共?？傇肼暠?PS繞法共?？傇肼暣?0dBuA。經(jīng)過(guò)改進(jìn)變壓器的繞法，從圖9（c）可以看出，改進(jìn)型PSP繞法的EMC性能比普通PSP繞法好，改進(jìn)型PSP繞法共?？傇肼暠萈SP繞法共模總噪聲小25dB，共模噪聲下降明顯。經(jīng)過(guò)改進(jìn)變壓器的繞法甚至比PS繞法的EMC性能還好。

圖9 變壓器繞法

3 結(jié)論

本文以反激電源為研究對(duì)象，通過(guò)理論計(jì)算和實(shí)驗(yàn)分析變壓器設(shè)計(jì)對(duì)電源整機(jī)效率和電磁兼容的影響，得到以下結(jié)論：

1）變壓器原、副邊之間的耦合電容是傳導(dǎo)共模EMI的主要傳輸路徑，只要控制有效電容CQ的大小便可以控制共模傳導(dǎo)噪聲總電流的大小達(dá)到抑制傳導(dǎo)共模EMI的效果。

2）原、副邊繞組之間的屏蔽層高度具有一個(gè)最優(yōu)值使得傳導(dǎo)共模EMI得到有效抑制，全屏蔽的效果不一定最好。

3）原、副邊繞組之間的屏蔽層接副邊繞組的電位靜點(diǎn)時(shí)，其抑制傳導(dǎo)共模EMI的效果比不加屏蔽層還差。因此，反激變壓器原、副邊繞組之間的屏蔽層一般接在原邊繞組的電位靜點(diǎn)上。

4）變壓器若采用普通三明治繞法可以提高電源整機(jī)效率，但會(huì)惡化傳導(dǎo)共模EMI。在變壓器采用三明治繞法的基礎(chǔ)上，通過(guò)增加屏蔽層，并控制屏蔽層與次級(jí)繞組之間的距離可以抑制傳導(dǎo)共模EMI，同時(shí)提高電源的整機(jī)效率。

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