改進型數(shù)字無橋PFC變換器的研制

于田芬，韋 熹，王 飛，陳延明

（廣西大學(xué) 電氣工程學(xué)院，南寧 530004）

0 引言

功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)是降低電網(wǎng)諧波污染，提高開關(guān)電源功率因數(shù)的關(guān)鍵技術(shù)[1]?，F(xiàn)有的PFC技術(shù)主要通過整流橋?qū)崿F(xiàn)前級AC/DC轉(zhuǎn)換，再進入PFC校正環(huán)節(jié)。在大功率應(yīng)用場合，整流橋中的二極管帶來的通態(tài)損耗將大大影響系統(tǒng)的效率。不帶整流橋的無橋PFC電路作為一種高效率的拓撲結(jié)構(gòu)受到國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注[2]。很多文獻提出了各種不同的無橋拓撲，其中最具有代表性的拓撲是雙Boost PFC（DBPFC）拓撲、雙二極管式無橋（2d DBPFC）拓撲和圖騰柱無橋拓撲[3]。其中，2d DBPFC拓撲在實際應(yīng)用中最為廣泛，其EMI性能更好，控制更簡單[4]。為了進一步降低半導(dǎo)體的通態(tài)損耗，提高系統(tǒng)的效率，本文提出將2d DBPFC拓撲中的續(xù)流二極管用MOSFET代替。

隨著數(shù)字控制技術(shù)的迅速發(fā)展，數(shù)字控制電路以其高精度、高可靠性、低成本和調(diào)試簡單等顯著優(yōu)點成為開關(guān)電源的設(shè)計趨勢[5]。大部分傳統(tǒng)PFC的數(shù)字控制策略都可以直接應(yīng)用到無橋PFC的數(shù)字控制中，過去提出的控制方法主要有：峰值電流控制、平均電流控制和單周期控制。平均電流模式作為目前最成熟的控制方法，不需要斜坡補償、容易實現(xiàn)均流、抗干擾能力強、能對電感電流進行精確控制，應(yīng)用廣泛[6]。本文使用TI公司生產(chǎn)的TMS320F2812，采用平均電流控制策略對無橋PFC進行數(shù)字控制，將2d DBPFC和改進型無橋PFC進行對比，驗證了理論分析的正確性。

1 改進型無橋拓撲和數(shù)字控制方案

1.1 改進型無橋拓撲

圖1 2d DBPFC主電路拓撲

圖2 改進型無橋PFC主電路拓撲

圖1和圖2分別給出了典型的2d DBPFC和改進型無橋PFC的主電路拓撲，2d DBPFC雖然能抑制系統(tǒng)的共模噪聲，但是由于電流通過二極管流向電源負端，而二極管兩端的電壓降高于開關(guān)管兩端的電壓降，所以其導(dǎo)通損耗比DBPFC拓撲要高，為了提高系統(tǒng)的效率，本文將回路中的續(xù)流二極管D3和D4用MOSFET Q3和Q4取代,在輸入電壓正半周，Q4導(dǎo)通，在輸入電壓負半周，Q3導(dǎo)通，為輸入電流提供回路。

圖3 基于TMS320F2812控制的改進型無橋功率因數(shù)校正電路

無橋功率因數(shù)校正電路可以看成兩個傳統(tǒng)Boost PFC電路的疊加，在輸入電壓正負半周內(nèi)，電路分別通過不同的回路構(gòu)成Boost PFC電路，輸入電流和輸出電壓通過MOSFET Q1（正半周）和Q2（負半周）進行調(diào)節(jié)。其正負半周狀態(tài)的工作原理可以參照傳統(tǒng)的Boost PFC電路的工作原理來分析。

1.2 數(shù)字控制方案

圖3中的黑色框內(nèi)是由具有高速采樣范圍和廣泛工業(yè)應(yīng)用的TMS320F2812芯片實現(xiàn)的改進型無橋PFC的控制電路的原理圖。選用平均電流模式控制策略，包括電壓外環(huán)控制器和電流內(nèi)環(huán)控制器，控制的主要目的是：1）穩(wěn)定輸出電壓UO；2）控制輸入電流Iin的波形，使其跟蹤輸入電壓波形，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。

數(shù)字控制器主要完成控制變量（輸入電壓Uin、輸入電流Iin和輸出電壓UO）的采樣，控制算法（電壓有效值、PI調(diào)節(jié)器、乘法器）的計算和PWM驅(qū)動信號（T1PWM、PWM3、PWM4）的產(chǎn)生。開關(guān)管Q1和Q2由同一個驅(qū)動信號T1PWM控制，開關(guān)管Q3和Q4分別由PWM3和PWM4控制在輸入電壓正負半周導(dǎo)通。

基于TMS320F2812設(shè)計的程序流程圖如圖4所示，包括主程序流程圖和中斷程序流程圖。

圖4 程序流程圖

2 電路設(shè)計

裝置的參數(shù)設(shè)計要求如下：

輸入電壓：9 0～2 7 0 V A C，輸出電壓：330V*(1±1%)V；

開關(guān)頻率：60KHz，輸出功率：300W；

功率因數(shù)：≥0.98，效率：≥95%；

2.1 主電路參數(shù)設(shè)計

在本設(shè)計中，電感電流處于連續(xù)導(dǎo)通模式，且允許電感電流有20%的紋波波動，在滿足允許的最大電感電流紋波的前提下，選取對稱電感L1、L2值為330uH。以滿足36ms的維持時間和耐壓要求，選取輸出濾波電容C為330uF/450V的電解電容。開關(guān)管Q1、Q2、Q3、Q4選擇IRFP460型MOSFET，輸出二極管D1、D2選擇MUR3060型快恢復(fù)二極管。

2.2 數(shù)字PI調(diào)節(jié)器設(shè)計

本文采用數(shù)字式再設(shè)計法對控制器進行設(shè)計，即先按照模擬控制器的設(shè)計方式設(shè)計連續(xù)域中的控制器，然后再進行離散化，常用的離散化方法有：后向差分法、雙線性變換法、階躍響應(yīng)不變法和極點-零點匹配法。其中雙線性變換法由于使用方便，具有一定的精度等優(yōu)點，在工程上應(yīng)用普遍。定點DSP在計算中不可避免的會產(chǎn)生截斷誤差，為了有效防止截斷誤差的累積，本文選用位置式的PI控制算法。

2.3 續(xù)流管的控制

在傳統(tǒng)的2d DBPFC中使用二極管作為續(xù)流管，在改進型的無橋PFC中兩個續(xù)流管的控制比較復(fù)雜，需要通過判斷輸入電壓的正負半周來確定開關(guān)管的通斷，本文中將采樣得到的L線和N線的電壓信號作差，當(dāng)所得到的信號為正時，說明輸入電壓在正半周，觸發(fā)PWM4驅(qū)動信號，關(guān)斷PWM3驅(qū)動信號，當(dāng)所得到的信號為負時，說明輸入電壓在負半周，觸發(fā)PWM3驅(qū)動信號，關(guān)斷PWM4驅(qū)動信號，給輸入電流提供回路，實現(xiàn)續(xù)流的功能。

3 實驗結(jié)果

當(dāng)輸入電壓為110V，輸出功率為300W時，測得電路的相關(guān)波形如圖5～圖8所示。

圖5為滿載時輸入電壓和輸入電流的波形，可以看出輸入電流跟隨輸入電壓呈正弦變化，兩者相位相同，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正的功能。圖6為開關(guān)管Q1的驅(qū)動電壓和漏源極的電壓波形。當(dāng)開關(guān)管開通時，開關(guān)管兩端電壓約為0V，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管兩端電壓約為330V。

圖7為DSP輸出的PWM波形與采樣得到的輸入電流波形，當(dāng)開關(guān)管開通時，輸入端電感儲能，輸入電流呈線性上升，開關(guān)管關(guān)斷時，輸入電壓和電感為輸出電容和負載提供能量，輸入電流呈線性下降。圖8為采樣得到的L線、N線電壓和Q3、Q4的驅(qū)動電壓波形，可以看出，在輸入電壓進入正半周時，開關(guān)管Q4導(dǎo)通，Q3關(guān)斷，在輸入電壓進入負半周時，開關(guān)管Q3導(dǎo)通，Q4關(guān)斷，為輸入電流提供回路。

圖5 輸入電壓電流波形

圖6 開關(guān)管Q1驅(qū)動電壓與漏源極電壓波形

圖7 T1PWM與采樣輸入電流波形

圖8 L線、N線電壓與開關(guān)管Q3、Q4驅(qū)動波形

為了驗證該裝置對系統(tǒng)效率的改善效果，進行了損耗分析，并測量了系統(tǒng)的效率。

根據(jù)半導(dǎo)體資料，改進型無橋拓撲中選用的開關(guān)管IRFP460的導(dǎo)通電阻的典型值為，2d DBPFC拓撲中選用的二極管FR307的正向?qū)妷篤F=0.7V，則兩者的導(dǎo)通損耗分別為：

根據(jù)上述公式繪出了2d DBPFC中二極管和改進型無橋PFC中開關(guān)管在不同功率下的損耗曲線，如圖9所示?？梢钥闯觯嗤膶嶒灄l件下，二極管的損耗高于開關(guān)管的損耗。圖10為兩者的效率曲線，改進型無橋PFC的效率更高，可達到95%以上。

圖9 損耗對比曲線

4 結(jié)論

本文使用DSP作為控制器，與傳統(tǒng)的模擬控制器相比，電路結(jié)構(gòu)更簡單，調(diào)試起來更方便，同時也增強了系統(tǒng)的抗干擾能力。預(yù)期通過將典型的2d DBPFC電路中的續(xù)流二極管換成MOSFET的方法實現(xiàn)高效率，并對此方法進行相應(yīng)的損耗分析和電路效率的測量，由實驗結(jié)果分析可知此方法降低了系統(tǒng)的損耗，提高了系統(tǒng)的效率，對于目前開關(guān)電源效率的提升具有重要的指導(dǎo)意義。

圖10 效率對比曲線

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