高頻變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端并聯(lián)Buck級聯(lián)直流變換器

石健將　章江銘　龍江濤　劉天驥

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院　杭州　310027）

高頻變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端并聯(lián)Buck級聯(lián)直流變換器

石健將章江銘龍江濤劉天驥

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院杭州310027）

為滿足高壓/寬輸入、輸出低壓/大電流以及高功率密度直流模塊電源的技術(shù)要求，提出一種變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端交錯并聯(lián)Buck電路的級聯(lián)高頻直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該級聯(lián)變換器的前級LLC工作在定頻、開環(huán)方式，實(shí)現(xiàn)電氣隔離與降壓；后級交錯并聯(lián)Buck電路采用相同占空比、閉環(huán)工作方式，實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)壓與自然均流。針對該級聯(lián)變換器的工作模態(tài)、LLC的諧振參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行分析；同時，針對高頻變壓器匝比和Buck電路占空比等參數(shù)的不一致性對輸出自然均流的影響，也進(jìn)行了理論分析。最后，仿真和實(shí)驗(yàn)均證明了該級聯(lián)變換器理論分析的可行性與正確性。

LLCBuck輸出自然均流 變壓器串/并聯(lián)級聯(lián)變換器

0　引言

高功率密度DC-DC模塊電源廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代工業(yè)和國防等領(lǐng)域，隨著現(xiàn)代科技的發(fā)展，對模塊電源的功率等級、電壓等級、效率以及體積與重量等要求不斷提高［1］。目前，國內(nèi)的大功率全磚模塊電源產(chǎn)品主要被國外公司壟斷，如美國VICOR、SYNQOR以及日本LAMBDA、COSEL等。相比于國外，國內(nèi)模塊電源的研究起步較晚，總體技術(shù)水平相對落后，研究形勢相當(dāng)迫切，已引起國內(nèi)相關(guān)行業(yè)及研究者的重視。

傳統(tǒng)的高功率密度模塊電源電路拓?fù)涠嗖捎谜ぁ霕蚝腿珮虻茸儞Q器結(jié)構(gòu)［2，3］，但它們無法實(shí)現(xiàn)真正的軟開關(guān)，使得在高頻、高壓工作條件下?lián)p耗嚴(yán)重，因而制約了開關(guān)頻率及功率密度的進(jìn)一步提高。近年來，由于LLC諧振變換器［4，5］既能徹底實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通（ZVS），又能實(shí)現(xiàn)二次側(cè)整流管的零電流關(guān)斷（ZCS），使之開始大量應(yīng)用于模塊電源中。

大功率模塊電源中，通常采用并聯(lián)技術(shù)來解決功率器件的熱應(yīng)力和電流應(yīng)力過大的問題，但在通常情況下，并聯(lián)均流需要增加額外的均流控制環(huán)［6］，這樣既增加了系統(tǒng)的控制難度，又降低了系統(tǒng)的可靠性。為此，文獻(xiàn)［7］在不采用均流環(huán)的情況下實(shí)現(xiàn)了LLC的交錯并聯(lián)，并獲得了較好的均流效果。但其需額外采樣輸入電壓及諧振電容電壓，這在一定程度上增大了控制難度。文獻(xiàn)［8］提出利用LLC多個變壓器的輔助繞組依次相連從而實(shí)現(xiàn)均流，但這使電路變得復(fù)雜且增大了變壓器的繞制難度。

此外，在寬輸入電壓范圍應(yīng)用場合，由于單級LLC諧振變換器頻率變化范圍較大，不利于諧振參數(shù)的優(yōu)化，還增大了磁心體積，降低了效率；同時，在對電磁環(huán)境兼容要求較高的場合，變頻工作的LLC變換器使得對濾波器的設(shè)計(jì)困難加大，因此，通常采用級聯(lián)結(jié)構(gòu)?，F(xiàn)有的級聯(lián)變換器通常有兩種控制方式：①把LLC放在后級，定頻、開環(huán)工作，通過前級電路閉環(huán)工作實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓［9］，這極大降低了級聯(lián)變換器系統(tǒng)的動態(tài)性能；②前、后級的輸出電壓獨(dú)立控制［10］，這種控制方式使LLC工作在變頻狀態(tài)。

在隔離型LLC諧振變換器中，相較于采用單變壓器，多變壓器的一次側(cè)串聯(lián)/二次側(cè)并聯(lián)方式若能實(shí)現(xiàn)一次側(cè)串聯(lián)均壓或二次側(cè)并聯(lián)均流，則能有效減小變壓器繞組的磁動勢［11］，減小變壓器漏感，便于優(yōu)化諧振參數(shù)。

為此，本文提出一種高頻變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端交錯并聯(lián)Buck級聯(lián)直流變換器。該級聯(lián)直流變換器前級LLC工作在定頻、開環(huán)方式，實(shí)現(xiàn)電氣隔離與降壓；后級交錯并聯(lián)Buck電路采用相同占空比、閉環(huán)工作方式，實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)壓與自然均流以及變壓器均衡傳輸功率。此外，變頻LLC的同步整流驅(qū)動電路較為復(fù)雜［12，13］，而LLC的定頻控制方式使二次側(cè)同步整流易于實(shí)現(xiàn)，可進(jìn)一步提高效率。

1　主電路拓?fù)涔ぷ髟矸治?/h2>

圖1　變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出交錯并聯(lián)Buck變換器拓?fù)銯ig.1　Topology of transformer series connected at primary side LLC+interleaved Buck converter

圖2　簡化后的LLC諧振變換器Fig.2　Simplified LLC resonant half-bridge converter

圖3　LLC諧振變換器主要電壓、電流波形Fig.3　Key voltage and current waveforms of LLC resonant converter

開關(guān)模態(tài)1［t0～t1］：在t0時刻，二次側(cè)同步整流管SR2、SR4關(guān)斷，變壓器二次電流iSR2、iSR4從整流管SR2、SR4轉(zhuǎn)移到其體二極管續(xù)流。勵磁電流iLm1、iLm2線性上升，變壓器一次電壓VLm1和VLm2被鉗位在nVs。Lr和Cr諧振工作，ip、VCr和iLm1分別為

開關(guān)模態(tài)2［t1～t2］：在t1時刻，一次電流ip諧振到與勵磁電流iLm1相等，即滿足條件

此時二次電流iSR2、iSR4為零，同步整流管SR2、SR4的體二極管自然關(guān)斷。變壓器一次電壓不再受輸出電壓Vs鉗位，勵磁電感Lm1和Lm2參與諧振，由于Lm1和Lm2遠(yuǎn)大于Lr，因此一次電流ip在這段時間內(nèi)近似恒定并繼續(xù)給諧振電容Cr充電，VCr以斜率ip（t1）/Cr線性上升，負(fù)載由輸出濾波電容供電。

開關(guān)模態(tài)3［t2～t3］：在t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，一次電流ip開始給S1的結(jié)電容充電，同時給S2的結(jié)電容放電，一次電流ip仍近似恒定，VCr線性上升。期間，橋臂中點(diǎn)電壓VAB由Vin降到零，引起變壓器二次側(cè)電位變化，對同步整流管SR2、SR4的結(jié)電容進(jìn)行充電，對SR1、SR3的結(jié)電容進(jìn)行放電，負(fù)載由輸出濾波電容供電。

開關(guān)模態(tài)4［t3～t4］：在t3時刻，一次電流ip完成對開關(guān)管S1、S2結(jié)電容的充放電，S2的體二極管自然導(dǎo)通，橋臂中點(diǎn)電壓VAB=0，勵磁電感Lm1和Lm2的串聯(lián)電壓近似為諧振電容電壓VCr；當(dāng)勵磁電感串聯(lián)電壓大于2nVs時，同步整流管SR1、SR3的體二極管導(dǎo)通，變壓器一次電壓VLm1和VLm2被鉗位在nVs，勵磁電感Lm1和Lm2退出諧振。

開關(guān)模態(tài)5［t4～t5］：在t4時刻，開關(guān)管S2開始導(dǎo)通，一次電流ip從S2的體二極管轉(zhuǎn)移到S2，即S2實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；諧振電容Cr和串聯(lián)諧振電感Lr繼續(xù)諧振向負(fù)載傳遞功率。

開關(guān)模態(tài)6［t5～t6］：在t5時刻，同步整流管SR1、SR3開始導(dǎo)通，iSR1、iSR3從SR1、SR3的體二極管轉(zhuǎn)移到SR1、SR3，即SR1、SR3實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

在t3～t6時段，ip、VCr和iLm1可表示為

在t6時刻，二次側(cè)同步整流管SR2、SR4關(guān)斷，LLC變換器進(jìn)入下半周期工作模態(tài)，其工作過程類似于上述半個周期。

采用相同占空比控制的交錯并聯(lián)Buck電路的主要工作波形如圖4所示。

圖4　交錯并聯(lián)Buck電路工作波形Fig.4　Key waveforms of interleaved Buck circuit

2　LLC諧振參數(shù)設(shè)計(jì)及級聯(lián)變換器的穩(wěn)態(tài)均流分析

2.1LLC諧振參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1.1LLC基于基波分析法的電路模型

由于前級LLC工作在定頻、開環(huán)方式，串聯(lián)諧振頻率通常設(shè)計(jì)在開關(guān)頻率附近，因此可用基波分析法［15，16］進(jìn)行分析。其交流等效電路如圖5所示。

圖5　LLC諧振變換器交流等效電路Fig.5　AC equivalent circuit of LLC resonant converter

圖5中，Ein為諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基波有效值；Eo為變壓器一次電壓的基波有效值；Rp為一次側(cè)電阻，主要包括MOSFET導(dǎo)通電阻、諧振電感和諧振電容的串聯(lián)等效電阻以及變壓器一次側(cè)繞線電阻等。Req為LLC輸出等效電阻Ro折合到一次側(cè)的等效電阻。

由基波分析法可得

式中，n為變壓器電壓比；ηb和D分別為Buck電路的效率和占空比。

根據(jù)圖2所示的交流等效電路，可知半橋LLC諧振變換器的交流增益

2.1.2一次側(cè)開關(guān)管的ZVS條件分析

為實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通，應(yīng)使諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電流滯后于輸入電壓的基波，即使輸入阻抗呈感性狀態(tài)。

由圖5所示的交流等效電路得到如圖6所示的相量圖，Irp為諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流基波的模，Zin為輸入阻抗的模，θ 為輸入電流基波滯后輸入電壓基波的角度。

圖6　LLC諧振變換器交流等效電路相量圖Fig.6　AC equivalent circuit's vector diagram of LLC resonant converter

由圖6可知，實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管零電壓開通的臨界條件為

式中，開關(guān)角頻率ωs=2πfs。為便于分析，定義上述臨界條件下的電路品質(zhì)因數(shù)為Qc，則式（6）可表示為

由式（5）和式（7）可得增益曲線如圖7所示。

圖7　LLC電壓增益曲線（λ=0.1，Rp/Req=0.01）Fig.7　Voltage gain of the LLC resonant converter with λ=0.1，Rp/Req=0.01

圖7中，容性/感性分界線兩側(cè)分別為容性開關(guān)區(qū)域和感性開關(guān)區(qū)域，容性區(qū)域存在一次側(cè)開關(guān)管直通問題；感性開關(guān)區(qū)域中，fs＞fr的感性區(qū)域，LLC變換器只能實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通；fs＜fr的感性區(qū)域，LLC變換器既能實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通，又能實(shí)現(xiàn)二次側(cè)整流管的零電流關(guān)斷。因此，應(yīng)合理設(shè)計(jì)參數(shù)，使LLC變換器工作在fs＜fr的感性區(qū)域。

2.1.3開關(guān)頻率、串聯(lián)諧振頻率及變壓器匝比設(shè)計(jì)

LLC諧振變換器可徹底實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管ZVS和二次側(cè)同步整流管ZCS，因而非常適合在高開關(guān)頻率下工作；同時，提高開關(guān)頻率還能減小磁性元件的體積以及提高整機(jī)的功率密度。實(shí)驗(yàn)中選取開關(guān)頻率fs=300kHz，串聯(lián)諧振頻率fr=1.05fs=315kHz。

2.1.4LLC諧振參數(shù)設(shè)計(jì)

當(dāng)LLC諧振變換器工作在圖7所示的fs＜fr的感性區(qū)域時，一次、二次電流有效值分別為［17］

式中，Ts為開關(guān)周期；Tr為諧振周期；Vo為輸出電壓；Io為輸出電流。

LLC的通態(tài)損耗為

LLC的開關(guān)損耗為

式中，Coss為一次側(cè)開關(guān)管結(jié)電容；tf為一次側(cè)開關(guān)管關(guān)斷時間。

由式（10）和式（11）可知，LLC變換器的總損耗（不包括變壓器磁損）

選取一次側(cè)開關(guān)管為IPW60R099CP，在典型輸入270V下可得總勵磁電感Lm與LLC諧振變換器的總損耗關(guān)系曲線如圖8所示。

圖8　勵磁總電感Lm與LLC變換器總損耗關(guān)系曲線Fig.8　Curves showing relationship between Lmand the total loss of LLC

為實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的軟開通，變壓器T1和T2的勵磁總電感Lm應(yīng)滿足

綜合考慮圖8和式（13），并留一定裕量，選取Lm=35μH。

為使LLC工作在fs＜fr的感性區(qū)域，需滿足條件

結(jié)合式（4）和式（7）可得諧振電感Lr的約束條件

常設(shè)欄目有：企業(yè)風(fēng)采、政策法規(guī)、節(jié)能減排、行業(yè)縱橫、新建擴(kuò)建、企業(yè)報道、市場動態(tài)、分析/預(yù)測、行業(yè)熱點(diǎn)·焦點(diǎn)論壇、管理與營銷、新產(chǎn)品/新技術(shù)、環(huán)球紙業(yè)、協(xié)會·學(xué)會動態(tài)、會展傳真等。

2.2級聯(lián)變換器的穩(wěn)態(tài)均流分析

由于該級聯(lián)變換器拓?fù)涞妮敵龆耸遣⒙?lián)Buck結(jié)構(gòu)，因此，有必要研究電路參數(shù)不對稱對Buck并聯(lián)均流的影響。

2.2.1參數(shù)一致時的穩(wěn)態(tài)均流分析

由于采用相同占空比控制技術(shù)，開關(guān)管S3和S4的占空比均為D，則可得到輸出端并聯(lián)Buck電路的輸入電壓Vs1=Vs2=Vo/D ；由于設(shè)計(jì)T1和T2的一次、二次側(cè)匝比均為n∶1∶1，則兩變壓器的一次電壓值相同，即vLm1=vLm2；由T1和T2一次側(cè)串聯(lián)結(jié)構(gòu)，可知兩變壓器的一次側(cè)輸入電流相同。因此，當(dāng)電路參數(shù)一致時，可知T1和T2的輸入功率相同，即pT1=pT2；由圖1所示的級聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及忽略開關(guān)器件的損耗，即可知Buck電路的輸出電感穩(wěn)態(tài)平均電流

式（16）表明：當(dāng)電路參數(shù)完全一致時，級聯(lián)直流變換器可完全實(shí)現(xiàn)輸出端并聯(lián)自然均流。

2.2.2參數(shù)不一致時的穩(wěn)態(tài)均流分析

由于實(shí)際電路中電路參數(shù)不可避免地存在著差異，因而有必要分析變壓器匝比和Buck電路占空比等參數(shù)不一致對穩(wěn)態(tài)輸出均流性能的影響。

為便于分析，假定S3的占空比為D1，S4的占空比為D2，則由Buck電路的電壓增益關(guān)系可知Vs1/Vs2=D2/D1；假定T1的匝比為n1∶1∶1，T2的匝比為n2∶1∶1，則由T1和T2的一次側(cè)串聯(lián)結(jié)構(gòu)及一次、二次電壓關(guān)系可知pT1/pT2=vLm1/vLm2= n1D2/（n2D1）。因此，忽略開關(guān)器件的損耗，可推導(dǎo)得出Buck電路的輸出電感電流關(guān)系式為

定義Buck電路的輸出電流差值比

令n2=n1+Δn ，D2=D1+ΔD，則式（18）可化簡為

式中，α=Δn/n1；β=ΔD/D1。

根據(jù)式（19）可繪制出電路參數(shù)不一致時的輸出電流差值比曲線，如圖9所示。

圖9　參數(shù)不一致對輸出電流差值比影響的曲線Fig.9　Curves showing output current differences caused by α and β

由圖9可知，即使變壓器T1和T2匝比差異α絕對值達(dá)到0.1，Buck電路占空比差異β 絕對值達(dá)到0.1，此時輸出電流差值比絕對值也僅為0.1左右，由此表明級聯(lián)變換器電路參數(shù)差異對輸出并聯(lián)均流的影響不大。實(shí)際電路中，隨著模塊電源中平面變壓器技術(shù)的廣泛應(yīng)用，不同變壓器匝比的不一致性可以忽略；采用專用IC控制芯片后，Buck電路主管占空比的不一致主要取決于開關(guān)管特性的不同以及驅(qū)動電路延時的差異，這些差異可以通過篩選特性相同的開關(guān)管和驅(qū)動電路以及通過合理的PCB布線等方法來減小。

因此，本文提出的高頻變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端交錯并聯(lián)Buck級聯(lián)直流變換器，采用相同占空比控制技術(shù)，能實(shí)現(xiàn)較好的輸出自然均流效果。

3　仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出的高頻變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端交錯并聯(lián)Buck級聯(lián)直流變換器的可行性，進(jìn)行仿真與實(shí)驗(yàn)研究。

3.1基于Saber仿真

圖1所示功率主電路的仿真參數(shù)如下：輸入電壓Vin=200～375V，額定輸出功率Po=1kW，輸出電壓Vo=28V，其他功率主電路具體參數(shù)見表1。

表1　功率主電路參數(shù)Tab.1　Key parameters of the designed converter

圖10為級聯(lián)變換器輸出額定負(fù)載、270V典型輸入電壓條件下的LLC主要電壓電流仿真波形。仿真結(jié)果表明：LLC一次側(cè)開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS，LLC二次側(cè)同步整流管實(shí)現(xiàn)ZCS。

圖11為級聯(lián)直流變換器輸出額定負(fù)載、270V典型輸入電壓條件下交錯并聯(lián)Buck電路輸出電流仿真波形。其中，圖11a仿真參數(shù)為n1=n2=1.5，D1=D2=0.61；圖11b仿真參數(shù)為n1=n2=1.5，D1=0.58，D2=0.64；圖11c仿真參數(shù)為n1=1.4，n2=1.6，D1=D2=0.61。

仿真波形表明：在參數(shù)完全一致時可實(shí)現(xiàn)輸出完全均流，第二種情況下的輸出電流差值比約為0.037，第三種情況下的輸出電流差值比約為-0.057，與理論分析一致。因此，本文提出的級聯(lián)變換器后級交錯并聯(lián)Buck電路實(shí)現(xiàn)了輸出自然均流。

圖10　LLC半橋諧振變換器的仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of LLC resonant half-bridge converter

圖11　交錯并聯(lián)Buck電路的輸出均流仿真波形Fig.11　Simulation waveforms of interleaved Buck converter

3.2實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的功率主電路如圖1所示，參數(shù)與仿真一致，功率器件型號見表2。

表2　功率器件型號Tab.2　Power devices used in the converter

圖12為額定功率輸出、270V典型輸入電壓條件下LLC半橋諧振變換器一次側(cè)開關(guān)管S1和S2的ds電壓波形與諧振電流波形。實(shí)驗(yàn)波形表明：S1和S2可實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖12　S1和S2的電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.12　Voltage and current waveforms of S1and S2

圖13為滿載輸出、270V典型輸入電壓條件下二次側(cè)同步整流管SR1和SR2的電壓、電流波形。實(shí)驗(yàn)波形表明：二次側(cè)整流管的同步整流效果較好，開通延時時間約為50ns，關(guān)斷提前時間約為250ns，且能較好地實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

圖13　SR1和SR2的電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.13　Voltage and current waveforms of SR1and SR2

圖14為輸出滿載、270V典型輸入電壓條件下LLC一次變壓器T1和T2的一次電壓實(shí)驗(yàn)波形。實(shí)驗(yàn)波形表明：串聯(lián)變壓器一次電壓基本相等；由于一次電流一致，因此兩個變壓器實(shí)現(xiàn)均衡傳輸功率。

圖14　變壓器的一次電壓波形Fig.14　Primary voltage waveforms of the transformer

圖15為級聯(lián)直流變換器輸出額定負(fù)載、270V典型輸入電壓條件下交錯并聯(lián)Buck電路輸出電流實(shí)驗(yàn)波形。其中，圖15a實(shí)驗(yàn)參數(shù)為n1=n2=1.5，D1=D2=0.61；圖15b仿真參數(shù)為n1=n2=1.5，D1=0.58，D2=0.64；圖15c仿真參數(shù)為n1=1.4，n2=1.6，D1=D2=0.61。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：在設(shè)計(jì)參數(shù)完全一致時可實(shí)現(xiàn)輸出完全均流，第二種情況下的輸出電流差值比約為0.039，第三種情況下的輸出電流差值比約為-0.048，與仿真分析基本一致。

圖15　交錯并聯(lián)Buck電路輸出電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.15　Output current experiment waveforms

圖16為級聯(lián)變換器分別在200V、270V和375V輸入電壓條件下的整機(jī)效率曲線，在輸入375V/輸出800W時的效率最高，達(dá)到94.5%；在輸入375V/輸出滿載1 000W時的效率為93.9%。

圖16　級聯(lián)變換器的效率曲線Fig.16　Efficiency of the cascaded converter

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：前級LLC所有功率器件均工作在軟開關(guān)狀態(tài)，高頻變壓器均衡傳輸功率；后級交錯并聯(lián)Buck電路輸出自然均流；實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析、仿真一致。

4　結(jié)論

針對直流模塊電源的高壓/寬輸入、輸出低壓/大電流以及高功率密度的技術(shù)要求，本文提出一種變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端交錯并聯(lián)Buck電路的級聯(lián)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，前級LLC工作在定頻、開環(huán)模式，后級交錯并聯(lián)Buck電路采用相同占空比控制、工作在閉環(huán)模式。文中對功率主電路的工作模態(tài)、LLC諧振參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)以及參數(shù)不一致性對交錯并聯(lián)Buck輸出均流影響均作了定量分析，分析結(jié)果表明：即使參數(shù)不對稱條件下，交錯并聯(lián)Buck變換器也能取得較好的自然均流效果，并且LLC諧振電路工作在軟開關(guān)和高效狀態(tài)。最后，仿真和實(shí)驗(yàn)均驗(yàn)證了該級聯(lián)變換器主電路拓?fù)涞目尚行?，與理論分析結(jié)果一致。

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A Cascaded DC Converter with Primary Series Transformer LLC and Output Interleaved Buck

Shi JianjiangZhang JiangmingLong JiangtaoLiu Tianji
（Zhejiang UniversityHangzhou310027China）

In this paper，a two-stage DC-DC topology，which consists of primary series transformer LLC and output interleaved Buck，is presented. The proposed topology can be applied in DC power converters of high/wide input voltage，low output-voltage/high output-current and high power density. This cascaded topology makes full use of the high efficiency of the open-loop operating LLC converter with constant switching frequency. Moreover，the electrical isolation and voltage step-down are also realized by the LLC. The output voltage regulation as well as the automatic current sharing is achieved by the second stage interleaved Buck. The operation mode of the cascaded converter and the parameter of the LLC are designed，and the steady-state output current sharing is analyzed even with mismatched parameter. Finally，the theoretical analysis is validated by simulation and experiments.

LLC，Buck，automatic sharing of currents，series/parallel transformer，cascaded converter

TM46

石健將男，1969年生，博士，教授，博士生導(dǎo)師，主要從事電力電子變換器、特種電源的教學(xué)與科研工作。（通信作者）

章江銘男，1989年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楦吖β拭芏菵C/DC直流變換器。

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51277162）。

2014-05-28改稿日期 2014-07-08