考慮電網(wǎng)等效電感影響的LCL型逆變器諧振抑制方法

林永朋，陶 順，肖湘寧

（新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），北京 102206）

考慮電網(wǎng)等效電感影響的LCL型逆變器諧振抑制方法

林永朋，陶 順，肖湘寧

（新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），北京 102206）

LCL濾波器在大容量、低開關(guān)頻率的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中已廣泛應(yīng)用，但LCL容易發(fā)生諧振，特別是在多逆變器并聯(lián)的新能源電力系統(tǒng)中。本文推導(dǎo)了LCL諧振的公式，根據(jù)并網(wǎng)電流諧振時(shí)濾波器網(wǎng)側(cè)電感與電網(wǎng)等效電感為串聯(lián)的特性，結(jié)合LCL的結(jié)構(gòu)，提出采用網(wǎng)側(cè)電感電壓一階微分和入網(wǎng)電流的雙閉環(huán)控制策略，在不增加傳感器數(shù)量條件下，網(wǎng)側(cè)電感電壓一階微分反饋內(nèi)環(huán)增加了系統(tǒng)阻尼，有效抑制了LCL的諧振；電流外環(huán)實(shí)現(xiàn)了對(duì)入網(wǎng)電流的直接控制，可保證較高的功率因數(shù)，提高逆變器的利用效率。與電容電流反饋控制的仿真對(duì)比結(jié)果表明，該控制策略在逆變器并網(wǎng)的環(huán)境中有更好的抑制電流諧振的效果，實(shí)現(xiàn)對(duì)并網(wǎng)電流質(zhì)量的改善。

LCL型逆變器；等效電感；電感電壓一階微分；諧振阻尼；雙閉環(huán)控制

0　引 言

光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、燃料電池等新能源發(fā)電系統(tǒng)是近年來研究的熱點(diǎn)。新能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的核心是并網(wǎng)逆變器，為了改善逆變器入網(wǎng)的電流質(zhì)量，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，一般需要在逆變器輸出的交流側(cè)安裝濾波器。LCL濾波器對(duì)高頻分量呈高阻抗，對(duì)高頻諧波電流可起到很大的衰減作用，因此LCL濾波器具有比傳統(tǒng)L型濾波器更理想的高頻濾波效果，并且能夠減小總電感值，從而常被用于大功率和低開關(guān)頻率的并網(wǎng)設(shè)備［12］。

盡管LCL濾波器具有許多優(yōu)點(diǎn)，但LCL容易引起諧振，尤其在并聯(lián)時(shí)存在嚴(yán)重且復(fù)雜的諧振現(xiàn)象，必須采取措施抑制其諧振。抑制LCL諧振的有源阻尼策略因?yàn)闆]有損耗產(chǎn)生而受到學(xué)者們的關(guān)注。在有源阻尼控制策略中，內(nèi)環(huán)采用電容電流來抑制LCL的諧振尖峰最為普遍，而外環(huán)通過直接控制入網(wǎng)電流使逆變器并網(wǎng)具有較高的功率因數(shù)［37］，但是需要增加電容電流傳感器，增加了系統(tǒng)成本，也降低了可靠性。文獻(xiàn)［8］采用入網(wǎng)電流兩階微分的反饋方法，增加了系統(tǒng)阻尼，但控制復(fù)雜。文獻(xiàn)［9 10］提出了用電網(wǎng)電壓反饋的控制方法來減小電網(wǎng)電壓畸變對(duì)逆變器輸出電流波形的影響。文獻(xiàn)［11］指出有源阻尼實(shí)質(zhì)上是對(duì)系統(tǒng)諧振峰值附近對(duì)應(yīng)的輸出頻率成分的反饋控制，并解釋了現(xiàn)有基于逆變器側(cè)電感電流、濾波電容電流及其電壓反饋控制的有源阻尼技術(shù)的本質(zhì)。現(xiàn)有的有源阻尼策略增加了傳感器的數(shù)量或者增加了控制的難度，可靠性降低，并且沒有考慮到電網(wǎng)等效電感對(duì)諧振頻率的影響。本文基于電容電流反饋，根據(jù)逆變器并網(wǎng)電流諧振時(shí)網(wǎng)側(cè)電感與電網(wǎng)等效電感為串聯(lián)的特性，結(jié)合LCL濾波器的結(jié)構(gòu)，提出采用網(wǎng)側(cè)電感電壓一階微分內(nèi)環(huán)和入網(wǎng)電流外環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，用電壓微分內(nèi)環(huán)來增加系統(tǒng)阻尼，以有效抑制逆變器系統(tǒng)諧振的發(fā)生，省略了電容電流的傳感器，同時(shí)一階微分相較于二階微分更容易實(shí)現(xiàn)。用入網(wǎng)電流外環(huán)控制實(shí)現(xiàn)對(duì)入網(wǎng)電流的直接控制，可保證較高的進(jìn)網(wǎng)電流功率因數(shù)，提高逆變器的利用效率。與電容電流反饋控制的仿真對(duì)比結(jié)果表明，該控制策略有更好的抑制電流諧振的控制效果，尤其在電網(wǎng)電壓畸變的情況下，對(duì)并網(wǎng)電流質(zhì)量的改善效果更為明顯。

1　LCL濾波器的諧振頻率分析

當(dāng)只有一個(gè)逆變器并入電網(wǎng)，如圖1所示，圖中L1為逆變器側(cè)電感，L2為網(wǎng)側(cè)濾波電感，Lg為網(wǎng)側(cè)系統(tǒng)等效電感，C為濾波電容，uI為逆變器交流側(cè)電壓，i2為逆變器入網(wǎng)電流，ig為并網(wǎng)電流。逆變器的輸出電壓到其并網(wǎng)電流的傳遞函數(shù)可推導(dǎo)得到

圖1　單個(gè)LCL型逆變器單相等效電路

由上式可見電網(wǎng)等效電感對(duì)諧振頻率是有影響的，并且與L2是串聯(lián)關(guān)系，單個(gè)逆變器只有一個(gè)諧振點(diǎn)，諧振時(shí)電流為無窮大。

當(dāng)有多個(gè)逆變器并聯(lián)接入電網(wǎng)，由于諧振是網(wǎng)絡(luò)的固有屬性，對(duì)于線性網(wǎng)絡(luò)，單獨(dú)分析其各諧波源的作用并不影響整個(gè)網(wǎng)絡(luò)的諧振分析。

假設(shè)只考慮逆變器1產(chǎn)生諧波電壓，如圖2所示。則逆變器的輸出電壓到其網(wǎng)側(cè)電流的傳遞函數(shù)可以推導(dǎo)如下：

圖2　兩個(gè)相同LCL型逆變器并聯(lián)單相等效電路

為便于觀察，畫出公式（2）的Bode圖，參照文獻(xiàn)［12 13］中LCL參數(shù)的設(shè)計(jì)方法選擇了LCL參數(shù)，L1=0.4m H，L2=0.18m H，C=120μE。在并網(wǎng)點(diǎn)對(duì)電網(wǎng)進(jìn)行等效，取電網(wǎng)等效電感Lg= 0.2m H，其結(jié)果如圖3所示。

圖3　并聯(lián)系統(tǒng)中LCL濾波器的頻譜分析結(jié)果

由公式（2）結(jié)合圖3可以看出LCL濾波器并聯(lián)的諧振頻率與各參數(shù)之間的關(guān)系。使分子為零的頻率恰好是單個(gè)逆變器并網(wǎng)的諧振頻率（1 040Hz），但與單個(gè)逆變器的諧振特性不同，無論逆變器1輸出電壓uI為何值，入網(wǎng)電流為零，而單個(gè)逆變器時(shí)電流是無窮大；分母為零的頻率即為使諧波電流放大的頻率，其中一個(gè)頻率是與電網(wǎng)等效電感無關(guān)的，為LCL自身諧振頻率（1 300Hz），另一個(gè)（944Hz）隨著電網(wǎng)等效電感的增加而減小，并且在電網(wǎng)電感為零時(shí)二者相等。

并網(wǎng)電流ig為i2在Lg上的分流，ig對(duì)電壓uI的傳遞函數(shù)為

推廣有n個(gè)逆變器并聯(lián)的情況，逆變器的輸出電壓到其網(wǎng)側(cè)電流的傳遞函數(shù)、Φg（ω）分別如式（4）、（5）所示：

仍以圖2為例，分析逆變器2的諧波電壓uI2和電網(wǎng)電壓ue中的諧波畸變電壓ueh對(duì)逆變器1的輸出電流影響，則相應(yīng)的傳遞函數(shù)分別為

對(duì)比式（2）和式（6）、式（3）和式（7）可以發(fā)現(xiàn)分母是相同的，即具有相同的諧振頻率。而分子為零的點(diǎn)則不同于式（2）、（3），分析其電路結(jié)構(gòu)可知此時(shí)逆變器1側(cè)的L1和C發(fā)生了并聯(lián)諧振，但此諧振并不是使諧波電流放大的頻率。

由上述公式可以發(fā)現(xiàn)：無論是單個(gè)逆變器還是多個(gè)逆變器并聯(lián)，電網(wǎng)等效電感都對(duì)LCL的諧振頻率產(chǎn)生影響，并且多并聯(lián)LCL濾波器的諧振頻率個(gè)數(shù)與兩個(gè)逆變器并聯(lián)的情況相同，只是隨著并聯(lián)的個(gè)數(shù)的增多，電網(wǎng)的等效電感發(fā)生了變化。并且從公式（4）得出，分子中電感的變化為（n-1）Lg（局部變量），分母中電感的變化為nLg（全局變量）。觀察公式可以看出，無論是單個(gè)逆變器，還是多個(gè)逆變器并聯(lián)，電網(wǎng)等效電感與逆變器網(wǎng)側(cè)電感L2都是串聯(lián)關(guān)系。

2　網(wǎng)側(cè)電感電壓一階微分反饋控制

2.1控制方法的提出

正常運(yùn)行的電力系統(tǒng)隨機(jī)變化，想要準(zhǔn)確地確定等效電感Lg的值較困難，同時(shí)又要求并網(wǎng)的逆變器具有獨(dú)立控制性。從上面的分析中可以看出，無論是單個(gè)逆變器還是多個(gè)逆變器并聯(lián)，其并網(wǎng)電流的諧振頻率都只有一個(gè)，并且電網(wǎng)等效電感與逆變器網(wǎng)側(cè)電感L2都是串聯(lián)。并網(wǎng)電流在諧振情況下會(huì)明顯增大導(dǎo)致電感電壓增大，而LCL濾波器網(wǎng)側(cè)電感L2與電網(wǎng)等效電感為串聯(lián)關(guān)系，同時(shí)流過L2的電流i2又直接決定了逆變器的并網(wǎng)質(zhì)量，因此只要阻尼抑制流過L2的電流諧振，就可以抑制并網(wǎng)電流的諧振。

LCL濾波器的結(jié)構(gòu)約束，uL2為網(wǎng)側(cè)電感L2上的電壓，uC為電容電壓，ug為并網(wǎng)點(diǎn)電壓。存在下式：

對(duì)上式微分得

傳統(tǒng)抑制LCL諧振問題常采用的有源阻尼法是電容電流反饋法，因此首先給出了已有的電容電流和入網(wǎng)電流雙閉環(huán)控制策略，如圖4所示，其中忽略電感和電容的寄生電阻，GI2（s）和GI1（s）分別為電容電流內(nèi)環(huán)和并網(wǎng)電流外環(huán)調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)。

圖4　電容電流和并網(wǎng)電流雙閉環(huán)系統(tǒng)框圖

在圖4基礎(chǔ)上，將電容電流負(fù)反饋點(diǎn)從iC處移至uC處，并且考慮到式（9），引入電網(wǎng)電壓ug微分反饋函數(shù)，將最終反饋點(diǎn)確定在網(wǎng)側(cè)電感的電壓上，反饋量為網(wǎng)側(cè)電感電壓的一階微分，如圖5所示。

圖5　網(wǎng)側(cè)電感電壓微分和并網(wǎng)電流雙閉環(huán)控制策略

式（9）改寫得

從式（10）中可以看出，網(wǎng)側(cè)電感壓降一次微分反饋不僅包含了文獻(xiàn)［8］中入網(wǎng)電流二階微分反饋的方法，還包括文獻(xiàn)［3 7］中電容電流（電容電壓一階微分）反饋的方法，同時(shí)還包括電網(wǎng)電壓的微分，對(duì)減小電網(wǎng)電壓的變化對(duì)逆變器輸出的影響有利，并網(wǎng)電流中的諧波成分與電網(wǎng)電壓相互作用產(chǎn)生功率波動(dòng)進(jìn)而引起直流電壓波動(dòng)，尤其在電網(wǎng)電壓波動(dòng)的情況，因此，由于濾波電容電壓不能突變使得電感電壓能夠直接反映出電網(wǎng)電壓的變化，這對(duì)減少逆變器并網(wǎng)電流的諧波含量是很有好處的，也降低了并網(wǎng)功率和直流電壓的波動(dòng)。這種方法與電容電流反饋相比，省去了電容電流傳感器；同時(shí)電感電壓的一階微分比入網(wǎng)電流的二階微分更容易實(shí)現(xiàn)。

2.2阻尼分析

為了觀察所提方法對(duì)LCL諧振的抑制，需要分析它的阻尼特性。根據(jù)圖5求得系統(tǒng)的輸出i2與輸入量i2ref和ug的關(guān)系：

其中：

網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋環(huán)的作用是阻尼系統(tǒng)的諧振尖峰，對(duì)穩(wěn)態(tài)精度要求不高，因此GI2（s）采用比例調(diào)節(jié)器。分析網(wǎng)側(cè)電感電壓微分內(nèi)環(huán)的阻尼作用，因?yàn)榇藭r(shí)不涉及GI1（s）的作用，取GI1（s）=1。此時(shí)i2ref到i2的增益：

式（12）給出的是閉環(huán)增益，將其轉(zhuǎn)換為開環(huán)增益：

將式（13）寫成典型的環(huán)節(jié)表達(dá)式：

式中：

從式（14）中可以看出，引入網(wǎng)側(cè)電感壓降微分反饋控制以后系統(tǒng)存在阻尼，并且反饋系數(shù)H1越大，阻尼系數(shù)越大，對(duì)抑制諧振的效果越好。同時(shí)比例調(diào)節(jié)器GI2（s）與反饋系數(shù)H1的引入使得系統(tǒng)的幅值增益與阻尼系數(shù)同時(shí)可調(diào)節(jié)，靈活性更好。

2.3電感電壓一階微分阻尼的本質(zhì)分析

圖6給出了諧振頻率處的網(wǎng)側(cè)電感電壓、電流、濾波電容電壓、電流的相位與逆變器輸出電壓相位的關(guān)系（細(xì)線）。從圖中可知看出：電壓進(jìn)行滯后90°的一階微分或電流進(jìn)行滯后180°的二階微分運(yùn)算后的相位關(guān)系（粗線）都是使得電壓或電流在諧振時(shí)的相位與逆變器輸出電壓相位一致，從而滿足有源阻尼控制中特征方程的系數(shù)都是正數(shù)的要求，其控制本質(zhì)為閉環(huán)負(fù)反饋控制。

圖6　諧振頻率下的電感電壓電流相位變化圖

2.4抑制功率和直流電壓波動(dòng)的原因分析

逆變器并網(wǎng)輸出電流與電網(wǎng)電壓相互作用的功率為

改寫式（15）為分量表達(dá)形式：

式中第1項(xiàng)為控制的并網(wǎng)功率，由基波決定，而第2項(xiàng)為電網(wǎng)畸變電壓與基波電流作用的功率波動(dòng)量，不可控制或控制效果不明顯。第3項(xiàng)和4項(xiàng)中電網(wǎng)電壓是不容易改變的，因此可以減小逆變器輸出的諧波電流實(shí)現(xiàn)功率波動(dòng)的減小，根據(jù)能量平衡ΔE=CUdc（ΔUdc）可知直流電容電壓的波動(dòng)也就減小了。而電感電壓一階微分反饋控制不僅降低了電網(wǎng)等效電感對(duì)逆變器諧振的影響進(jìn)而減小諧波電流含量，而且電感電壓包括了電網(wǎng)電壓的反饋，而電網(wǎng)電壓的反饋有利于減小電網(wǎng)電壓對(duì)LCL型逆變器輸出電流的影響［9］，因此畸變電網(wǎng)電壓下抑制功率和直流電壓波動(dòng)的減小主要是通過減小逆變器輸出電流中的諧波含量實(shí)現(xiàn)的。

3　仿真驗(yàn)證

3.1搭建模型

基于PSCAD/EMTDC搭建了仿真模型，其控制策略和參數(shù)選取如表1所示，LCL濾波器參數(shù)和電網(wǎng)等效電感已在第1節(jié)給出，此處不再贅述。

表1　逆變器控制策略和參數(shù)選擇

三相逆變器的控制采用dq坐標(biāo)變換解耦控制［14］。為了更有效地利用逆變器的容量，提高效率，實(shí)現(xiàn)逆變器單位功率因素并網(wǎng)，要求逆變器輸出電流i2與電網(wǎng)電壓ug同相位，這里采用鎖相環(huán)來實(shí)現(xiàn)。采用網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制的逆變器并網(wǎng)控制原理如圖7所示。

圖7　網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋的逆變器并網(wǎng)控制原理圖

圖8　傳遞函數(shù)開環(huán)增益的幅頻圖

首先說明在發(fā)生諧振時(shí)網(wǎng)側(cè)電感壓降會(huì)急速增大，在仿真中，在不含網(wǎng)側(cè)電感電壓一階微分反饋控制的條件下，在0.4s設(shè)置引發(fā)諧振的頻率為944Hz、諧波電壓幅值為基波幅值0.05倍的諧振現(xiàn)象，如圖9所示。由圖可知，在發(fā)生諧振以后網(wǎng)側(cè)電感電壓會(huì)急速增大，同前面的理論分析一致。

圖9　諧振時(shí)入網(wǎng)電流和網(wǎng)側(cè)電感電壓

3.2正常運(yùn)行時(shí)電感電壓微分反饋控制與電容電流反饋控制的對(duì)比

本文中的電感電壓微分反饋控制是根據(jù)目前常用的電容電流反饋方法得到的，為了對(duì)比在多逆變器并聯(lián)和考慮電網(wǎng)等效電感影響的情況下兩種方法的優(yōu)越性，以3臺(tái)逆變器并聯(lián)為例，對(duì)兩種方法作了對(duì)比分析。圖10、圖11和圖12分別給出了沒有采取有源阻尼措施、采用網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制的有源阻尼和采用電容電流反饋的有源阻尼方法時(shí)的并聯(lián)逆變器并網(wǎng)總電流和并網(wǎng)電壓波形，并聯(lián)系統(tǒng)諧振頻率為944Hz，對(duì)應(yīng)的諧波次數(shù)近似為19次。為了方便觀察采用兩種有源阻尼策略后電流各次諧波的幅值發(fā)生的變化，詳見表2。

圖10　無阻尼的仿真波形

圖11　網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋的仿真波形

圖12　電容電流反饋的仿真波形

表2　并網(wǎng)總電流各次諧波的幅值A(chǔ)

從圖10、圖11和圖12中可以看出，采用鎖相環(huán)以后，逆變器入網(wǎng)電流和并網(wǎng)電壓相位基本一致，實(shí)現(xiàn)了較高功率因數(shù)并網(wǎng)。由2.3節(jié)阻尼本質(zhì)分析可知，只考慮諧波網(wǎng)絡(luò)和不計(jì)電網(wǎng)電壓諧波分量時(shí)，電容電壓與電感電壓相等，能實(shí)現(xiàn)相同效果的諧振阻尼，但在考慮電網(wǎng)等效電感對(duì)諧振的影響后，采用網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋的并網(wǎng)電流畸變率會(huì)相對(duì)小一些。從表2中無阻尼與電網(wǎng)電壓微分反饋對(duì)比可以看出網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制對(duì)抑制諧振的有效性；入網(wǎng)電流諧波畸變率（THD）由3.87%減小為2.43%，而電容電流反饋時(shí)入網(wǎng)電流諧波畸變率由3.87%減小為2.95%，因此網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制的并網(wǎng)電流的諧振得到更好的抑制。

3.3電網(wǎng)電壓畸變時(shí)電感電壓微分反饋控制與電容電流反饋控制的對(duì)比

為了對(duì)比在電網(wǎng)電壓畸變時(shí)網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制和電容電流反饋控制的優(yōu)越性，在電網(wǎng)電壓中引入一個(gè)電壓畸變率為5%的諧波電壓，觀察并聯(lián)逆變器入網(wǎng)電流的情況。圖13和圖14給出了電網(wǎng)電壓畸變下的仿真波形，表3給出各次諧波電流的幅值。對(duì)比13圖和14圖可以看出在電網(wǎng)電壓畸變的條件下，引入網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制后并網(wǎng)電流質(zhì)量更好，同時(shí)并網(wǎng)功率和直流電壓的波動(dòng)也得到了明顯的減小。由表3可以看出此方法下的電流諧波含量減小，諧波電流與畸變的電網(wǎng)電壓相互作用引起的功率波動(dòng)減弱，而由功率平衡和電容儲(chǔ)能能量特性可知直流電壓的波動(dòng)也減小，與前面的理論分析結(jié)果一致。

表3　電網(wǎng)電壓畸變后并網(wǎng)總電流各次諧波的幅值A(chǔ)

3.4仿真結(jié)果總結(jié)

總結(jié)表2和表3可以看出，引入網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制或電容電流反饋的方法后，逆變器輸出的電流質(zhì)量得到改善的原因是諧振頻率及附近的諧波電流成分被有效減少，這與文獻(xiàn)［11］中指出的有源阻尼實(shí)質(zhì)上是對(duì)系統(tǒng)諧振峰值附近輸出成分的阻尼控制是一致的，并且網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋控制的效果好，特別在電網(wǎng)電壓畸變的情形效果更好。原因是網(wǎng)側(cè)電感電壓微分不僅包含了電網(wǎng)等效電感對(duì)并聯(lián)逆變器諧振頻率的影響，而且還包含了電網(wǎng)電壓的影響，說明該控制策略對(duì)考慮電網(wǎng)等效電感影響的LCL型逆變器諧振抑制的有效性和優(yōu)越性，同時(shí)也降低了電網(wǎng)畸變對(duì)逆變器輸出電流質(zhì)量的影響，改善了電流質(zhì)量。

圖13　電網(wǎng)電壓畸變后網(wǎng)側(cè)電感電壓微分反饋的仿真波形

圖14　電網(wǎng)電壓畸變后電容電流反饋的仿真波形

4　結(jié)束語

本文推導(dǎo)了LCL濾波器單個(gè)和多個(gè)并聯(lián)的諧振公式，從而發(fā)現(xiàn)電網(wǎng)等效電感對(duì)諧振的影響很大，但實(shí)際諧振分析中等效電感估算困難；同時(shí)也發(fā)現(xiàn)并網(wǎng)電流諧振時(shí)網(wǎng)側(cè)電感與電網(wǎng)等效電感為串聯(lián)和逆變器控制具有獨(dú)立性的要求。從以上諧振機(jī)理分析出發(fā)，筆者基于電容電流反饋的雙閉環(huán)控制提出了網(wǎng)側(cè)電感電壓一階微分反饋的控制策略。在EMTDC/PSCAD中搭建相應(yīng)的逆變器并聯(lián)仿真模型，仿真結(jié)果說明在考慮電感等效電感對(duì)諧振的影響后，該控制方案對(duì)抑制LCL諧振、改善逆變器入網(wǎng)的電流質(zhì)量的有效性與優(yōu)越性，尤其是電網(wǎng)電壓畸變的情況下，其并網(wǎng)電流的諧波含量、功率波動(dòng)和直流電壓的波動(dòng)都相對(duì)較小。

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（責(zé)任編輯:楊秋霞）

A Control Method of Suppressing Resonance for Inverter Using LCL Filter with Consideration of Grid Equivalent Inductance Effect

LIN Uongpeng，TAO Shun，XIAO Xiangning
（State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources（North China Electrical Power University），Beijing 102206，China）

The LCL filter has been widely applied in the system with larger-capacity and lower switching-frequency gridconnected inverter.But resonance easily occurs in the LCL filter，especially in the new energy power systems with multiple inverters.In this paper，the LCL filter resonance formula is deduced.According to the characteristics of equivalent series inductance for grid-side inductor and power grid when the grid current resonates，and a novel control strategy with such double closed loop as the first differential of gridside inductance voltage and network current is proposed by combining with the structure of the LCL filter.In addition，without increasing the number of sensors，the system damping is added in inner loop of the first differential grid-side inductance voltage，which effectively restrains the resonance of LCL.In the outer current loop，the network current can be controlled directly to ensure higher power factor and improve the utilization efficiency of inverter.By comparing with the simulation of feedback control for capacitor current，the simulation results show that the control strategy has better effect on restraining current resonance in environment of grid-connected inverter，and improving network current quality.

inverter by using LCL filter；grid equivalent inductance；first differential of inductance voltage；resonance damping；double-loop control

1007-2322（2015）02-0056-08

A

TM615

2014-06-05

林永朋（1989—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娔苜|(zhì)量治理及新能源微電網(wǎng)技術(shù)，E-mail：lypwxs19890703 @163.com；

陶 順（1972—），女，副教授，研究方向?yàn)橹悄芘潆娋W(wǎng)及電能質(zhì)量評(píng)估與治理；

肖湘寧（1953—），男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娔苜|(zhì)量治理、現(xiàn)代電力電子技術(shù)等。

國家科技支撐計(jì)劃（2011BAA01B03）