模塊化輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)逆變器系統(tǒng)的控制策略

方天治 朱恒偉 阮新波

（南京航空航天大學(xué)航空電源科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

0 引言

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，人們對(duì)于電力電子裝置的要求越來越高。在許多高直流輸入電壓的應(yīng)用場合，其后級(jí)變換器很難選擇合適的開關(guān)器件。例如三相輸入場合若采用功率因數(shù)校正技術(shù)，功率因數(shù)校正變換器的輸出電壓可能高達(dá) 800～1 000V，船舶供電系統(tǒng)中電源電壓有的采用850～1 250V 直流，高速電氣鐵路中的直流母線電壓高達(dá)2 160～2 600V，有些應(yīng)用場合更是高達(dá)數(shù)千伏甚至上萬伏。如此高的電壓幅值使得其后級(jí)變換器的開關(guān)器件的選擇余地十分有限且價(jià)格昂貴，因此有必要尋求方案以降低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力。

標(biāo)準(zhǔn)化模塊的串并聯(lián)組合系統(tǒng)作為電力電子系統(tǒng)集成的重要分支，其采用串并聯(lián)的組合連接方式，可以由多個(gè)小功率、低壓（輸入和輸出）的標(biāo)準(zhǔn)化模塊得到靈活多變的、任意輸入和輸出性能的功率變換系統(tǒng)[1,2]。根據(jù)輸入輸出端連接方式的不同，串并聯(lián)組合系統(tǒng)可分為4 種[3-6]。而按照所采用控制策略的相似性以及輸入端的連接方式，4 種系統(tǒng)又可分為兩大類：輸入串聯(lián)型和輸出并聯(lián)型[7]。其中，輸入串聯(lián)結(jié)構(gòu)的變換器系統(tǒng)，包括輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）和輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)（ISOS）組合方式，具有以下優(yōu)點(diǎn)：降低了單個(gè)模塊開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，便于選擇合適的開關(guān)器件；降低了單個(gè)模塊的功率等級(jí)，易于模塊化，從而便于設(shè)計(jì)并大大縮短研發(fā)周期。可見，該類變換器系統(tǒng)是解決高直流輸入電壓場合難于選擇開關(guān)器件的有效方法之一。

ISOS 組合系統(tǒng)適用于輸入電壓和輸出電壓均較高的場合，這類系統(tǒng)的關(guān)鍵問題是保證各個(gè)模塊輸入均壓和輸出均壓。針對(duì)ISOS 直直變換器系統(tǒng)，文獻(xiàn)[6]提出了一種三環(huán)控制策略，解決了直流輸入輸出的均壓問題。然而對(duì)于ISOS 逆變器系統(tǒng)，由于其輸出電壓是交流量，故必須保證輸出電壓的幅值和相位都相等，才能實(shí)現(xiàn)輸出均壓，因此這類變換器系統(tǒng)的控制比ISOS 直直變換器系統(tǒng)要復(fù)雜得多。據(jù)此針對(duì)ISOS 逆變器系統(tǒng)，文獻(xiàn)[8]提出了系統(tǒng)電壓外環(huán)、輸入均壓環(huán)及各模塊電流內(nèi)環(huán)的三環(huán)控制策略。該策略通過控制輸入均壓并結(jié)合輸出同角度，實(shí)現(xiàn)了各模塊輸出電壓相位及幅值相等，從而在實(shí)現(xiàn)輸入均壓的同時(shí)實(shí)現(xiàn)輸出均壓。然而，該控制方案尚未實(shí)現(xiàn)ISOS 逆變器系統(tǒng)的另一重要控制目標(biāo)——分布式控制即模塊化，其中各模塊共用一個(gè)輸出電壓調(diào)節(jié)器，并不具有各自獨(dú)立的控制電路，故其仍屬集中式控制。

本文提出了一種ISOS 逆變器的分布式均壓控制策略。該策略將各控制環(huán)路分散到每個(gè)模塊中，使之成為可獨(dú)立工作的標(biāo)準(zhǔn)模塊，從而實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的完全模塊化。本文還分析輸入均壓環(huán)和輸出電壓環(huán)之間的解耦關(guān)系，并進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。最后給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。

1 復(fù)合式控制的概念

多模塊ISOS 逆變器系統(tǒng)如圖1所示，Vin是系統(tǒng)的輸入電壓，vo是系統(tǒng)的輸出電壓，Cdj、VCdj、Iinj和θj分別表示n個(gè)模塊的輸入分壓電容、輸入電壓、輸入電流和輸出功率因數(shù)角。

假設(shè)每個(gè)逆變器模塊的變換效率均為 100%，則各模塊的輸入功率等于其輸出有功功率，即

圖1 多模塊ISOS 逆變器系統(tǒng)Fig.1 Structure ofn-module inverters system

文獻(xiàn)[7]指出，針對(duì)ISOS 逆變器系統(tǒng)若采用輸出端的控制策略（即控制輸出均壓），則系統(tǒng)不能穩(wěn)定工作。

另一方面，若采用輸入端的控制策略（即控制輸入均壓），則有

在穩(wěn)態(tài)時(shí)，各模塊的輸入分壓電容上的電流平均值ICdj為零，進(jìn)一步由基爾霍夫電流定律可得

由式（2）、式（3）結(jié)合式（1）可得

可見，ISOS 逆變器系統(tǒng)采用輸入端控制策略只能保證輸出有功功率的均衡。

進(jìn)一步地，若在控制輸入均壓（即使式（4）成立）的基礎(chǔ)上，控制各模塊輸出電壓幅值相等，即

則可得

于是可得

即輸出均壓。另一方面，若在控制輸入均壓的同時(shí)，控制各模塊輸出功率因數(shù)角相等（即使式（6）成立），則可得式（5）成立，從而也可得式（7）成立?？梢?，采用以上兩種控制方式均可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)輸入輸出均壓，此即所謂的復(fù)合式控制策略[7]。

2 分布式均壓控制策略

由于ISOS 逆變器系統(tǒng)中各模塊輸入輸出端均為串聯(lián)結(jié)構(gòu)，故各模塊必須選擇隔離型變換器拓?fù)洹Ｈ鐖D2所示，本文中單模塊采用高頻隔離的兩級(jí)式結(jié)構(gòu)——直-直變換和直-交逆變，其中前者采用全橋隔離拓?fù)洌笳邉t采用全橋逆變器。

圖2 單模塊的兩級(jí)式主電路拓?fù)銯ig.2 The two-stage topology of single module

基于前一部分關(guān)于復(fù)合式控制的討論，文獻(xiàn)[8]提出了輸入均壓結(jié)合輸出同角度的具體實(shí)現(xiàn)方案。采用該控制方案的ISOS 逆變器系統(tǒng)具有三個(gè)控制環(huán)路：系統(tǒng)輸出電壓外環(huán)、輸入均壓環(huán)、各模塊電流內(nèi)環(huán)。然而該控制方案屬集中式控制，其系統(tǒng)電壓外環(huán)為所有模塊所共用，從而并未實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的模塊化。據(jù)此，本文的主要目的是將各個(gè)控制環(huán)路均分散到每個(gè)模塊中去，即實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的分布式控制。本文提出的分布式控制框圖如圖3所示，其中每個(gè)模塊均分別具有三個(gè)獨(dú)立的控制環(huán)路：輸入均壓環(huán)、輸出電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)。而各模塊的控制電路間則通過輸入均壓母線、輸出電壓基準(zhǔn)母線、輸出電壓平均母線、公共電流基準(zhǔn)母線進(jìn)行連接，通過這些母線實(shí)現(xiàn)了模塊間的相互通信。其中輸入均壓母線信號(hào)Vin_ref由圖4所示的平均電路得到，故其值為Vin/n。

圖3 ISOS 逆變器系統(tǒng)的分布式控制框圖Fig.3 Diagram of the novel distributed control strategy for ISOS inverters system

圖4 分布式平均電路Fig.4 Distributed averaging circuit

另外，各模塊輸出電壓的參考可通過DSP 生成并實(shí)現(xiàn)同步[9]，以得到輸出電壓基準(zhǔn)母線，其信號(hào)為Vref。而由各模塊輸出電壓反饋信號(hào)vofj平均得到的輸出電壓平均母線，其信號(hào)vof_ave跟蹤同步的基準(zhǔn)電壓Vref，二者之誤差進(jìn)入輸出電壓調(diào)節(jié)器以形成各模塊各自獨(dú)立的輸出電壓環(huán)。值得注意的是，對(duì)于各模塊的平均反饋信號(hào)vof_ave，由圖3可見

上式說明，在每個(gè)各自獨(dú)立的輸出電壓外環(huán)中所有模塊輸出電壓總和的平均值跟蹤同步的基準(zhǔn)電壓Vref，其控制效果實(shí)際等效為已有集中式控制中的總電壓外環(huán)控制，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)總輸出電壓正弦輸出。然而與已有集中式控制有著本質(zhì)不同的是，所提分布式控制策略中，每個(gè)模塊均有一套獨(dú)立的輸出電壓環(huán)，從而實(shí)現(xiàn)了輸出電壓環(huán)的分布式控制。

此外，各模塊的公共電流基準(zhǔn)母線信號(hào)iref_ave也是通過圖4所示的平均電路得到，各模塊的電流內(nèi)環(huán)各自獨(dú)立，亦為分布式架構(gòu)?？梢?，所提分布式控制策略將控制電路分散到每個(gè)模塊中去，使得各模塊都能獨(dú)立工作，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的真正模塊化。

這里，進(jìn)一步給出所提控制策略的輸入輸出均壓的控制機(jī)理。輸入均壓環(huán)實(shí)為通過調(diào)節(jié)各模塊輸出端有功功率以實(shí)現(xiàn)輸入均壓。由于輸入均壓環(huán)的輸出vCd_EAj為直流誤差信號(hào)，而模塊輸出端各變量為交流信號(hào)，故此處引入了乘法器，將直流誤差vCd_EAj與交流量iref_ave相乘，以保證輸入均壓環(huán)用于微調(diào)基準(zhǔn)電流的信號(hào)與原來公共基準(zhǔn)電流iref_ave保持相位相同，從而保證各模塊電流內(nèi)環(huán)的基準(zhǔn)信號(hào)igj相位相同，而輸入均壓環(huán)僅微調(diào)其幅值。由前一部分的分析可知，控制輸入均壓的同時(shí)使得各模塊輸出功率因數(shù)角相同即可實(shí)現(xiàn)輸入均壓和輸出均壓。故這里各模塊電流內(nèi)環(huán)采用電容電流反饋，由于各模塊的電容電流滯后于各輸出電壓90°，且所有的電容電流跟蹤同相位的電流基準(zhǔn)，即可保證所有模塊輸出電壓的相位相同。

不失一般性且為簡化分析，以兩個(gè)模塊組成的ISOS 逆變器系統(tǒng)為例，具體闡述系統(tǒng)采用所提方案的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程。假設(shè)有擾動(dòng)使得1 模塊的輸入電壓vCd1增大，2 模塊的輸入電壓vCd2減小，則將使得模塊1 輸入均壓環(huán)輸出vCd_EA1＜0，模塊2 輸入均壓環(huán)輸出vCd_EA2＞0。從而由圖3可得模塊1 的電容電流iCf1幅值增大，模塊2 的電容電流幅值iCf2減小（而兩電容電流的相位保持相同，從而兩輸出電壓相位亦相同）。進(jìn)而調(diào)節(jié)各模塊輸出電壓的幅值，使得模塊1 的輸出電壓vo1幅值增大，模塊2的輸出電壓vo2幅值減小。進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出有功功率，即模塊1 的有功功率增大，使得iin1增大，從而導(dǎo)致Cd1放電，輸入電壓vCd1減?。欢K2 的有功功率減小，使得iin2減小，從而導(dǎo)致Cd2充電，輸入電壓vCd2增大。最終系統(tǒng)回到平衡狀態(tài)并實(shí)現(xiàn)輸入均壓輸出均壓，圖 5 給出了這一動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的相 量圖。

需要補(bǔ)充說明的是，這里電流內(nèi)環(huán)采用的是電感電流反饋結(jié)合負(fù)載電流前饋（而非直接的電容電流反饋）的方式[10]，其具體采樣電路如圖6所示。當(dāng)電感電流采樣系數(shù)KLf和負(fù)載電流采樣系數(shù)Kof都等于Ki時(shí)，可得

圖5 動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)相量圖Fig.5 Dynamic-adjusting phasor diagram

可見，在系統(tǒng)正常工作的情況下，電流內(nèi)環(huán)即為電容電流反饋；而在過載或者短路的情況下，該采樣電路可通過限制電感電流來限制負(fù)載電流，這是優(yōu)于直接電容電流反饋的。

圖6 電流內(nèi)環(huán)采樣電路的具體實(shí)現(xiàn)Fig.6 Implementation of current regulating inner loop

3 輸入均壓環(huán)和輸出電壓環(huán)的關(guān)系

圖3所示的控制框圖中共有n個(gè)輸入電壓和n個(gè)輸出電壓需要控制。這些受控量之間看似相互聯(lián)系，對(duì)系統(tǒng)中各環(huán)路直接進(jìn)行設(shè)計(jì)非常困難，故需研究以上n+n個(gè)受控量之間的關(guān)系，以簡化系統(tǒng)的復(fù)雜程度。圖3中，GIVSR(s)是各模塊的輸入均壓環(huán)調(diào)節(jié)器，GOVR(s)是各輸出電壓環(huán)調(diào)節(jié)器，各模塊電流內(nèi)環(huán)采用三態(tài)滯環(huán)控制，因逆變器開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于輸出電壓頻率，故可等效為放大倍數(shù)為 1/Ki的電流跟隨器[11]。于是簡化后的控制框圖如圖 7所示。

圖7 分布式控制策略的等效控制框圖Fig.7 Equivalent control diagram of the distributed control strategy

由圖7可見，此處各模塊輸入均壓調(diào)節(jié)量iEAj在輸出電壓環(huán)中可視為系統(tǒng)的擾動(dòng)。從圖3可得

由圖1可知

將式（11）代入式（10），可得

由以上分析可得，總的輸入均壓調(diào)節(jié)量疊加到輸出電壓環(huán)中的值為零，因此輸出電壓環(huán)不受輸入均壓環(huán)的影響。

由圖3和圖7可得，各模塊電流內(nèi)環(huán)給定igj由所有模塊輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)平均值iref_ave提供，igj隨iref_ave改變而改變，從而各模塊輸出功率和輸入功率也隨之改變。例如在穩(wěn)態(tài)時(shí)實(shí)現(xiàn)輸入輸出均壓，若負(fù)載增大，則導(dǎo)致輸出電壓減小。為了保證輸出電壓穩(wěn)定，iref_ave將增大，各模塊的電容電流將同時(shí)增大，從而各模塊的輸出電壓亦將同時(shí)增大，但仍保證輸出均壓和輸出功率均衡。根據(jù)能量守恒，各模塊的輸入電流和系統(tǒng)輸入電流都將增大。由于各模塊的輸入電流保持相等，輸入分壓電容電流平均值為零，可見各模塊依然保持輸入均壓，故輸入均壓環(huán)的工作不受輸出電壓環(huán)的影響。

因此，各模塊輸入均壓環(huán)和輸出電壓環(huán)之間實(shí)現(xiàn)了相互解耦，可分別獨(dú)立地對(duì)兩個(gè)環(huán)路進(jìn)行分析與設(shè)計(jì)。

4 環(huán)路設(shè)計(jì)

單個(gè)額定容量為1kV ?A 的逆變器模塊的主要參數(shù)如下：輸入電壓DC 270（1±10%）V，輸出電壓AC 115V/400Hz，額定輸出電流8.7A，濾波電感Lf取0.7mH，濾波電容Cf取30μF，輸入分壓電容取 1 000μF，各模塊的輸出電壓采樣系數(shù)Kvo取0.031，輸入電壓采樣系數(shù)KvCd取0.032 5。下面對(duì)ISOS 逆變器系統(tǒng)進(jìn)行環(huán)路設(shè)計(jì)。

4.1 輸出電壓環(huán)的設(shè)計(jì)

由圖7有

根據(jù)式（12）的解耦性分析，式（13）可簡化為

再由圖7可得

將式（14）、式（15）合并可得

由此可得各模塊輸出電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)框圖如圖8所示，據(jù)此可得其環(huán)路增益為

圖8 輸出電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)框圖Fig.8 Block diagram of output voltage loop transfer function

令GOVR(s)=1，可得補(bǔ)償前的環(huán)路增益，其曲線如圖9所示。為了提高輸出電壓的準(zhǔn)確度，采用PI調(diào)節(jié)器實(shí)施串聯(lián)校正[12]，PI 調(diào)節(jié)器的環(huán)路增益為

圖9 補(bǔ)償前后輸出電壓閉環(huán)環(huán)路增益曲線Fig.9 Frequency response of uncompensated and compensated output voltage loop gains

補(bǔ)償前后的環(huán)路增益曲線如圖9示，補(bǔ)償后環(huán)路增益的截止頻率為5kHz，相位裕度為85°。

4.2 輸入均壓環(huán)的特性及其設(shè)計(jì)

如第2 部分所述，各模塊輸入均壓環(huán)的輸出信號(hào)vCd_EAj（直流誤差信號(hào)）與輸出電壓環(huán)的輸出信號(hào)平均值iref_ave（交流信號(hào)）相乘得到與之同相位的正弦誤差信號(hào)iEAj。乘法器的輸入輸出信號(hào)的仿真波形如圖10所示，可見iEAj的相位與iref_ave的相位一致，而幅值受vCd_EAj調(diào)節(jié)。

圖10 乘法器的輸入、輸出波形Fig.10 Input and output waveforms of the multiplier

圖11給出了vCd_EAj和iEAj的傅里葉分析，由圖可見iEAj的頻譜和vCd_EAj的頻譜形狀一樣，只是搬移到iref_ave的基波頻率400Hz 處，因此iEAj包含了vCd_EAj的所有信息，vCd_EAj對(duì)iref_ave實(shí)為調(diào)幅作用。圖10和圖11都證明了輸入均壓環(huán)僅微調(diào)基準(zhǔn)電流的幅值，并使調(diào)節(jié)量iEAj（進(jìn)而得各電流環(huán)基準(zhǔn)igj）與初始的基準(zhǔn)電流iref_ave相位相同，這與第2 部分的分析一致。

圖11 輸入均壓環(huán)輸出信號(hào)的傅里葉分析Fig.11 Fast Fourier transform analysis of the output signals of IVSR

對(duì)于輸入串聯(lián)型逆變器系統(tǒng)，輸入均壓環(huán)可選擇P 或PI 調(diào)節(jié)器。文獻(xiàn)[13]指出對(duì)于ISOP 逆變器系統(tǒng)需采用P 調(diào)節(jié)器。對(duì)于ISOS 逆變器系統(tǒng)，若也考慮采用P 調(diào)節(jié)器，由于輸出濾波電容參數(shù)存在離散性導(dǎo)致標(biāo)稱值一樣的電容實(shí)際略有偏差。假設(shè)在穩(wěn)態(tài)時(shí)實(shí)現(xiàn)輸入均壓，則 P 調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)vCd_EAj=0，這將使得各模塊的濾波電容電流跟蹤相同的電流基準(zhǔn)達(dá)到相同，然而由于電容的差異會(huì)導(dǎo)致輸出電壓的幅值有差，即輸出不均壓。反之，假設(shè)在穩(wěn)態(tài)時(shí)實(shí)現(xiàn)輸出均壓，濾波電容的差異將導(dǎo)致電容電流幅值有差，從而vCd_EAj不為零，則P 調(diào)節(jié)器的輸入亦不為零，即輸入不均壓?？梢姡捎肞調(diào)節(jié)器不能同時(shí)保證輸入和輸出均壓。而若輸入均壓環(huán)采用的是 PI 調(diào)節(jié)器，則穩(wěn)態(tài)時(shí)其輸出信號(hào)vCd_EAj可不為零，在濾波電容存在偏差的情況下也能同時(shí)實(shí)現(xiàn)輸入輸出均壓，因此對(duì)于ISOS 逆變器系統(tǒng)需采用PI 調(diào)節(jié)器。文獻(xiàn)[12]給出輸入均壓調(diào)節(jié)器的具體設(shè)計(jì)，據(jù)此可得其PI 調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提分布式均壓控制策略在多模塊ISOS 逆變器系統(tǒng)中的有效性，本文對(duì)3 臺(tái)額定容量為1kV ?A 的模塊組成的系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，系統(tǒng)的主要參數(shù)如下：輸入電壓DC 810（1±10%）V，輸出電壓AC 345V/400Hz，額定輸出電流8.7A（其余參數(shù)已在第4 部分給出）。

圖12和圖13給出了系統(tǒng)帶阻性滿載（輸出3kW）和感性滿載（輸出3kV ?A，cosθ=0.75）條件下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，由圖可見系統(tǒng)較好地實(shí)現(xiàn)了輸入、輸出均壓，所提方案對(duì)不同負(fù)載都具有良好的適應(yīng)性。

圖12 阻性滿載時(shí)輸入電壓、輸出電壓和電流的波形Fig.12 Steady-state experimental waveforms at full resistive load

圖13 感性滿載時(shí)輸入電壓、輸出電壓和電流的波形Fig.13 Steady-state experimental waveforms at full resistive load

圖14給出了分布式控制策略下的ISOS 逆變器系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形：圖14a 為滿載（3kW）條件下，輸入電壓從729V（90%的額定輸入電壓）突變到891V（110%的額定輸入電壓），以及從891V 恢復(fù)到729V時(shí)系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)波形；圖14b 為額定輸入電壓（810V）條件下，負(fù)載突變（1/3 載突加到滿載，以及滿載突卸到1/3 載）時(shí)系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)波形。由圖可見，輸入、輸出端的擾動(dòng)均不影響輸入、輸出均壓效果。

圖14 ISOS 逆變器系統(tǒng)動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Dynamic experimental waveforms

為了進(jìn)一步說明所提控制策略在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程中的有效性，對(duì)兩模塊ISOS 逆變器系統(tǒng)在輸入分壓電容有差（Cd1=1 200μF，Cd2=1 000μF）的情況下進(jìn)行輸入突變實(shí)驗(yàn)，此時(shí)系統(tǒng)的主要參數(shù)如下：輸入電壓DC 540V，輸出電壓AC 230V/400Hz，額定輸出電流8.7A。圖15為阻性滿載（2kW）條件下輸入電壓從486V（90%的額定輸入電壓）突變到594V（110%額定輸入電壓），以及從594V 恢復(fù)到486V時(shí)的波形。由圖可見，由于Cd1＞Cd2，故1 模塊的輸入電壓變化比2 模塊慢，進(jìn)而導(dǎo)致兩模塊的分壓電容電壓有動(dòng)態(tài)不均的現(xiàn)象（1 模塊的輸出電壓幅值略小于2 模塊的電壓幅值）。從而，輸入均壓誤差信號(hào)通過均壓環(huán)對(duì)電容電流的幅值，以至模塊輸出電壓的幅值進(jìn)行調(diào)節(jié)。而正是這一對(duì)輸出電壓 幅值的調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)了對(duì)輸出有功功率的調(diào)節(jié)，從而使系統(tǒng)在幾個(gè)周期之后最終重新恢復(fù)均壓狀態(tài)。實(shí)驗(yàn)波形與第2 部分的理論分析、圖5的相量圖完全一致，由此進(jìn)一步驗(yàn)證了所提方案的有效性。

圖15 輸入分壓電容有差時(shí)的輸入電壓突變實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 Experimental waveforms under stepped input voltage condition with different input dividing capacitor

6 結(jié)論

本文提出一種ISOS 逆變器系統(tǒng)的分布式均壓控制策略，系統(tǒng)中每個(gè)模塊都具有各自獨(dú)立的輸入均壓環(huán)，輸出電壓環(huán)及電流內(nèi)環(huán)，模塊間通過母線進(jìn)行通信，從而實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的完全模塊化。各模塊電流內(nèi)環(huán)具有相位相同的電流基準(zhǔn)，采用電容電流反饋保證各模塊輸出電壓同相位，同時(shí)輔以輸入均壓控制最終實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)輸入輸出均壓。進(jìn)行控制環(huán)路的參數(shù)設(shè)計(jì)，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。

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