一款適用于TPMS的新型高性能超低功耗信號接收器

李林聰,施 娟

(桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院,廣西桂林 541004)

一款適用于TPMS的新型高性能超低功耗信號接收器

李林聰,施 娟

(桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院,廣西桂林 541004)

為了適應(yīng)輪胎氣壓監(jiān)測系統(tǒng)(TPMS)的惡劣環(huán)境,提高TPMS的系統(tǒng)集成度,設(shè)計了一款適用于TPMS的新型高性能超低功耗信號接收器。該信號接收器采用亞閾值區(qū)技術(shù)、休眠-喚醒工作機(jī)制以及自動增益控制方法,降低了功耗,提高了信號接收的靈敏度。仿真結(jié)果表明,在溫控范圍為-35～125℃、供電電壓為2.2～3.5 V的環(huán)境下,識別信號幅度最小值為0.5 m V,系統(tǒng)平均功耗為6μW。

接收器;超低功耗;亞閾值區(qū);自動增益控制

輪胎氣壓監(jiān)測系統(tǒng)(tire pressure monitory system,簡稱TPMS)是汽車在行駛過程中運用汽車電子技術(shù)、傳感器技術(shù)、無線通信技術(shù)等,對輪胎的氣壓、溫度實時監(jiān)測的系統(tǒng)[1]。TPMS作為安全的象征,近幾年已經(jīng)向集成化、無源化方向發(fā)展[2]。然而,國內(nèi)外對輪胎氣壓監(jiān)測系統(tǒng)的研究方興未艾[3]。傳統(tǒng)輪胎氣壓監(jiān)測系統(tǒng)主要包括發(fā)射模塊、接收模塊及集成在GPS中的監(jiān)測模塊[2]。為了在復(fù)雜的環(huán)境中穩(wěn)定、低功耗工作,降低系統(tǒng)成本,減少車載電子控制單元的硬件數(shù)量,設(shè)計了一款適用于TPMS的新型高性能超低功耗信號接收器。

圖1 信號接收器Fig.1 The signal receiver

1 信號接收器的設(shè)計

信號接收器主要包括偏置電路、置位電路、自動增益控制(AGC)、前端檢測(pre-check)、解調(diào)器(demodulator)和地址識別電路,如圖1所示。其工作過程為:外部天線發(fā)出信號,經(jīng)過自動增益控制,調(diào)整信號的幅度,使信號穩(wěn)定在一定的范圍,并消除外來噪聲的影響。然后信號通過前端檢測,判斷輸入信號是否正確。當(dāng)確定信號正確時,前端檢測電路發(fā)出使能信號,喚醒信號接收器內(nèi)部后續(xù)電路;否則,后續(xù)電路仍處于休眠狀態(tài)。最后,解調(diào)器對信號解調(diào),將數(shù)據(jù)輸送到地址識別電路,地址識別電路輸出喚醒信號,喚醒相應(yīng)地址的傳感器進(jìn)行輪胎氣壓監(jiān)測。

1.1 MOS管亞閾值區(qū)

隨著信息技術(shù)的迅猛發(fā)展,低功耗設(shè)計成為集成電路發(fā)展的趨勢[4]。MOS管在亞閾值區(qū)的工作特點引起了人們的關(guān)注[5]。工作在亞閾值區(qū)的MOS管,漏極電流和柵源電壓逼近指數(shù)關(guān)系[6]。亞閾值區(qū)MOS管源漏極電流[7]

其中:I0為單位飽和電流;ζ＞1為亞閾值斜率因子; VT=KT/q為熱電壓。當(dāng)VDS?VT時[7],此時靜態(tài)工作電流達(dá)到n A級別,設(shè)計MOS管工作在亞閾值區(qū),以降低整體電路的功耗。

1.2 基準(zhǔn)電流源

基準(zhǔn)電流源由數(shù)字電路、溫度補(bǔ)償電路、基準(zhǔn)電流產(chǎn)生電路、輸出電路組成,如圖2所示?；鶞?zhǔn)電流產(chǎn)生電路采用P8～P11和N7～N10組成的共源共柵結(jié)構(gòu),以減小溝道長度效應(yīng)的影響[8]。在共源共柵管的作用下,P9和P11的漏極電壓近似相等,降低了電源電壓對基準(zhǔn)電流的影響,提高了輸出基準(zhǔn)電流的電源抑制比(PSRR),使輸出電流更加穩(wěn)定[7]。

信號接收器要求基準(zhǔn)電流源不僅能輸出穩(wěn)定的電流,而且在置位信號來到時,關(guān)閉各個電路的工作,以降低功耗。3個反相器和1個或非門構(gòu)成置位電路,當(dāng)置位信號t_rst輸入為低電平時,基準(zhǔn)電流源開始工作,否則,電路輸出電流為零。

圖2 基準(zhǔn)電流源Fig.2 The reference current source

在亞閾值區(qū)MOS管的漏極電流和柵源電壓的關(guān)系可由式(2)表示,則

由圖2可知,

將式(3)代入式(4)得

若N9和N10漏極電流相同,但寬長比不同,則式(5)可化為:

根據(jù)電流和電壓的關(guān)系,

所以,可選用不同的R3組合,使正負(fù)溫度系數(shù)之和為零,最終產(chǎn)生穩(wěn)定的基準(zhǔn)電流。

端口AA為后續(xù)運算放大器提供電流,端口A3為比較器提供電流。顯然,將輸出端接成電流鏡模式,可以引出更多的輸出端口。

基于CSMC 0.5工藝,利用Cadence軟件對基準(zhǔn)電流源的溫度系數(shù)進(jìn)行仿真。圖3為-35～125℃溫度范圍輸出電流隨溫度變化的曲線。受電阻等器件的溫度系數(shù)的二次方影響,曲線在-3、85℃分別產(chǎn)生波谷和波峰,輸出電流為26.56～26.96 n A,溫度系數(shù)為93.42×10-6/℃。

圖3 電流溫度曲線Fig.3 The curve of current and temperature

1.3 自動增益控制

自動增益控制由衰減電阻網(wǎng)絡(luò)、級聯(lián)運放和數(shù)字反饋控制3個模塊組成,如圖4所示。信號首先經(jīng)過衰減電阻網(wǎng)絡(luò)后幅度降低,然后傳遞到級聯(lián)運放后幅度增大,接著數(shù)字反饋控制與信號幅度進(jìn)行比較,根據(jù)比較的結(jié)果反饋給衰減電阻網(wǎng)絡(luò),適當(dāng)降低信號幅度。經(jīng)過多次幅度調(diào)節(jié),最終輸出幅度穩(wěn)定的信號。

圖4 自動增益控制Fig.4 Automatic gain control

衰減電阻網(wǎng)絡(luò)如圖5所示。OT01～OT028為數(shù)字反饋控制的開關(guān)控制信號,INA為外部輸入信號,INT為通向級聯(lián)運放的輸出端。每個開關(guān)控制一條支路,若任何一條支路輸入為低電平,則部分電流流出,信號幅度減小。每條支路都有一定的比例,根據(jù)信號幅度的大小,通過數(shù)字反饋控制判斷,控制相應(yīng)的開關(guān),使信號穩(wěn)定在固定的范圍。

圖5 衰減電阻網(wǎng)絡(luò)Fig.5 Decay resistance network

級聯(lián)運放電路由2個結(jié)構(gòu)相同的運算放大器組成。運算放大器如圖6所示,其采用差分放大器作為第一級電壓放大,P2提供電流,電流鏡N3、N4作為負(fù)載;P1、N1、N2與P5、N5、N6對稱,為差分放大提供靜態(tài)偏置。源極跟隨器P6、N7作為第2級電流放大,采用比例電容C3、C4構(gòu)成反饋確定環(huán)路增益。

由圖6可知,差動放大器的增益為

其中:gP3為P3的等效跨導(dǎo);rP4、rN4分別為P4、N4的等效電阻。取反饋比例

則環(huán)路增益為

因此,得

顯然,

則

又因為C3?C4,所以

為達(dá)到放大100倍,C3、C4的取值差別較大,在版圖中所占的面積就會很大。為了減小版圖面積,采用2個相同運算放大器級聯(lián)的方法。2個運算放大器之間采用電容進(jìn)行級聯(lián),以減小級聯(lián)造成的失真影響。

數(shù)字反饋控制由遲滯比較器、加減計數(shù)器和電阻網(wǎng)絡(luò)接口電路組成,如圖7所示。數(shù)字反饋控制負(fù)責(zé)判斷級聯(lián)運放的輸出信號,根據(jù)遲滯比較器的比較結(jié)果進(jìn)行加減處理,輸出控制信號(OT01～OT028)調(diào)整衰減電阻網(wǎng)絡(luò),以減少或者增加信號的幅度,達(dá)到穩(wěn)定不失真的效果。

圖6 運算放大器Fig.6 The operational amplifier

圖7 數(shù)字反饋控制Fig.7 Digital feedback control

遲滯是比較器的一種性質(zhì),遲滯比較器能極大地降低噪聲對比較器的影響[9]。根據(jù)不同的閾值電壓產(chǎn)生2個不同脈寬的矩形信號T1、T2。由于T1、T2的閾值電壓不同,在T1、T2閾值電壓范圍存在某一時刻有T1信號而沒有T2信號,此時信號幅值將被固定。判斷的過程由加減計數(shù)器完成。首先遲滯比較器將比較的結(jié)果輸送到加減計數(shù)器,加減計數(shù)器對T1、T2進(jìn)行檢測,根據(jù)T1、T2出現(xiàn)的頻率來判斷增減。若連續(xù)出現(xiàn)T1的2個周期內(nèi)也2次出現(xiàn)T2信號,則判斷信號幅度過大,數(shù)字反饋控制中的加法器加1,相應(yīng)的電阻網(wǎng)絡(luò)接口電路對衰減電阻網(wǎng)絡(luò)的OT01～OT028開關(guān)進(jìn)行調(diào)整,增大輸入信號的衰減;否則,減小信號幅度的衰減。

1.4 前端檢測和解調(diào)器

前端檢測主要對自動增益控制的輸出信號T1進(jìn)行判斷。在連續(xù)接收到129個周期的125 k Hz的矩形信號時,才對信號進(jìn)行下一步的處理,喚醒接收器其他模塊。前端檢測主要由D觸發(fā)器和反相器構(gòu)成。解調(diào)器的電路結(jié)構(gòu)如圖8所示。圖8中A4為基準(zhǔn)電流源輸入,BD為遲滯比較器的輸出信號,E3為解調(diào)后的信號輸出。解調(diào)器負(fù)責(zé)將T1信號進(jìn)行解調(diào)。

圖8 解調(diào)器Fig.8 Demodulator

1.5 地址識別電路

地址識別電路收到解調(diào)器的輸出信號后,開始進(jìn)行地址解碼與判斷。若收到的信號地址與芯片地址一致,該模塊輸出喚醒信號,控制ADC轉(zhuǎn)換模塊和射頻發(fā)射模塊進(jìn)行壓力監(jiān)測和射頻信號發(fā)射。地址識別電路如圖9所示。圖9中T1為遲滯比較器的輸出信號,WAKEUP為前端檢測的使能信號, CLODE為解調(diào)器的輸出信號,ADD1、ADD2和ADD3為預(yù)設(shè)的芯片地址信號。當(dāng)輸出信號AA1、AA2和AA3與芯片地址信號經(jīng)過同或和3輸入與門,輸出信號ADD_judge為高電平時,則輸入的信號地址與芯片地址一致。

圖9 地址識別電路Fig.9 Address recognition circuit

2 系統(tǒng)仿真驗證

基于CSMC 0.5μm CMOS數(shù)模混合工藝,采用Cadence的Spectre對信號接收器進(jìn)行仿真。為使電路有一個初始狀態(tài)的過程,在系統(tǒng)仿真時,需要加入上電復(fù)位信號,同時模擬電路在不同的溫度和工藝角下能穩(wěn)定地工作。

信號接收器的仿真圖如圖10所示。從圖10可看出,在4 ms時開始有信號輸入,當(dāng)檢測到連續(xù)192個周期(1.536 ms)且頻率為125 k Hz的信號時, AGC開始啟動,對信號幅度逐步調(diào)整。圖10中, INO為輸入信號,INT為AGC的輸出信號,信號幅度逐漸穩(wěn)定在0.3 m V,達(dá)到自動增益控制的效果。CLODE為解調(diào)器的輸出信號,WAKEUP為前端檢測的輸出信號,當(dāng)信號幅度調(diào)整平穩(wěn),且達(dá)到前端檢測信號的要求時,WAKEUP信號的電平才被拉高。ADD1、ADD2和ADD3為預(yù)設(shè)的芯片地址信號。AA1、AA2、AA3為地址識別電路的D觸發(fā)器輸出信號,ADD_judge為地址識別電路的輸出信號。

當(dāng)AA2輸出高電平時,預(yù)設(shè)的芯片地址信號與地址識別電路的D觸發(fā)器輸出信號對應(yīng)電平相同,此時輸出喚醒信號ADD_judge。由此可見,信號接收器的設(shè)計滿足接收器的功能要求。

圖10 信號接收器的功能仿真Fig.10 The functional simulation of signal receiver

在電源電壓為3 V,工藝角為TT,信號接收器在不同溫度(-35、27、125℃)下的仿真結(jié)果如圖11所示。第1行為級聯(lián)運放的輸入信號,第2行為級聯(lián)運放輸出信號,第3行為遲滯比較器的輸出信號,第4行為解調(diào)器的輸出信號,最后一行為信號接收器的總電流。

圖11 信號接收器在不同溫度下的仿真結(jié)果Fig.11 The simulation results of signal receiver at the different temperatures

在電源電壓為3 V、3種工藝角(TT、SS、FF)和3種溫度(-35、27、125℃)下,信號接收器的最小信號幅度、平均電流和平均功耗如表1所示。

從圖11和表1可看出,信號接收器能夠識別0.3～0.5 m V信號,檢測出信號的周期(即輸出有穩(wěn)定周期的T1信號),并能夠正確解調(diào),信號接收器的靈敏度達(dá)到0.5 m V的信號幅度。在電源電壓為3 V時,平均電流小于2μA,平均功耗小于6μW,該信號接收器在功耗上優(yōu)于文獻(xiàn)[10-12]的設(shè)計。

表1 信號接收器的最小信號幅度、平均電流和平均功耗Tab.1 The minimum signal amplitude,average current and power consumption of signal receiver

3 結(jié)束語

采用自動增益控制方法,結(jié)合MOS管亞閾值的低電流和休眠-喚醒工作機(jī)制,設(shè)計了一款新型高性能超低功耗信號接收器。仿真結(jié)果表明,信號接收器在-35～125℃,電源電壓2.2～3.5 V的環(huán)境下,對幅度大于0.5 m V的信號進(jìn)行識別和解調(diào),平均功耗達(dá)到6μW。該信號接收器與其他電子模塊集成到一塊芯片,降低了系統(tǒng)成本,推進(jìn)了TPMS芯片一體化的進(jìn)程。

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編輯:曹壽平

A new high-performance ultra-low power signal receiver for TPMS

Li Lincong,Shi Juan
(School of Information and Communication Engineering,Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China)

In order to adapt to the harsh environment and improve TPMS system integration,a new high-performance ultralow power signal receiver for TPMS is designed.The signal receiver adopts sub-threshold region technology,sleep-wake up mechanism and automatic gain control method to reduce power consumption and improve the signal reception sensitivity. The results show that in the temperature range of-35-125℃and the supply voltage 2.2-3.5 V,the minimum identification signal amplitude is 0.5 m V,the average system power consumption is 6μW.

receiver;ultra-low power;sub-threshold region;automatic gain control

TN433

A

1673-808X(2015)02-0098-07

2014-12-08

國家自然科學(xué)基金(11362005)

施娟(1973-),女,廣西桂林人,副教授,研究方向為電路與系統(tǒng)、微電子技術(shù)。E-mail:shijuan@guet.edu.cn

李林聰,施娟.一款適用于TPMS的新型高性能超低功耗信號接收器[J].桂林電子科技大學(xué)學(xué)報,2015,35(2):98-104.