電容耦合式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

陳希有，伍紅霞，牟憲民，趙 寧

(1．大連理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，遼寧大連116024;2．大連理工大學(xué)材料科學(xué)與工程學(xué)院，遼寧大連116024)

電容耦合式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

陳希有1，伍紅霞1，牟憲民1，趙 寧2

(1．大連理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，遼寧大連116024;2．大連理工大學(xué)材料科學(xué)與工程學(xué)院，遼寧大連116024)

本文基于阻抗變換原理，提出了電容耦合式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)中阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的逐級(jí)設(shè)計(jì)方法。按照這種方法，首先根據(jù)發(fā)射電源參數(shù)、負(fù)載電阻與功率、耦合電容的容許電壓等條件，計(jì)算出各級(jí)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)應(yīng)該存在的等效電阻;然后根據(jù)這些等效電阻用解析方法設(shè)計(jì)出阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的電抗元件參數(shù)。通過(guò)對(duì)負(fù)載的阻抗變換，得到較大的等效電阻，實(shí)現(xiàn)了以小電流大電壓的方式向該阻抗變換網(wǎng)絡(luò)傳輸功率。該方法不僅降低了耦合電容電壓，而且減小了電感及電容串聯(lián)電阻的功率損耗。以小功率應(yīng)用為例，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)原理的正確性。

無(wú)線電能傳輸;電場(chǎng)耦合;阻抗變換;網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

1 引言

電能的無(wú)線傳輸可以解決使用導(dǎo)線傳輸電能所帶來(lái)的負(fù)面問(wèn)題，正吸引著各方研究人員對(duì)其開展研究。各種原理的無(wú)線電能傳輸技術(shù)研究成果正與日俱增［1］，其中以磁場(chǎng)耦合(Inductively Coupled Power Transmission，ICPT)為基本原理的研究成為熱點(diǎn)。

由于電場(chǎng)和磁場(chǎng)具有對(duì)偶性，一些學(xué)者也開始研究基于電場(chǎng)耦合(或稱電容耦合)原理的無(wú)線電能傳輸技術(shù)(Capacitive Coupled Power Transmission，CCPT)，它是靠極板可分離的電容內(nèi)的電場(chǎng)來(lái)實(shí)現(xiàn)電源和負(fù)載間的能量傳輸，如圖1所示。與ICPT相比，CCPT具有如下主要特點(diǎn)［2］:可穿過(guò)金屬隔離層;耦合電場(chǎng)集中在電容極板之間，消除了人們對(duì)電磁輻射的擔(dān)憂;待機(jī)時(shí)發(fā)射部分的功率損耗小等。

目前對(duì)CCPT的研究主要集中在建模和特性分析上。文獻(xiàn)［3，4］基于頻閃映射理論建立系統(tǒng)模型，確定了實(shí)現(xiàn)零電壓接通的開關(guān)頻率和穩(wěn)態(tài)波形。文獻(xiàn)［5］將整流和功率控制集成在一起，只用兩個(gè)半導(dǎo)體器件，獲得了寬范圍的輸出功率控制。文獻(xiàn)［6］把耦合電容作為電容二端口網(wǎng)絡(luò)來(lái)研究，使用對(duì)偶原理，提出了“互容”和“電容耦合因子”的概念，并進(jìn)行了去耦等效研究。文獻(xiàn)［7，8］采用廣義狀態(tài)空間平均法并基于頻域分解的思想，將系統(tǒng)非線性模型近似成線性連續(xù)模型，分析了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)過(guò)程。

圖1 CCPT的一般組成Fig．1 General structure of CCPT

由于耦合電容的容抗一般都比較大，因此必須采用阻抗變換技術(shù)，以便傳輸所需要的功率。文獻(xiàn)［9］在這方面的研究卓有成效。論文在發(fā)射和接收側(cè)各采用一個(gè)無(wú)源電抗網(wǎng)絡(luò)，如圖2所示。通過(guò)設(shè)計(jì)這些電抗網(wǎng)絡(luò)，可以在較低頻率和較大耦合容抗的情況下，提高傳輸功率。論文分析了影響傳輸功率的各種因素，從傳輸功率和負(fù)載電流的角度，提出了電抗網(wǎng)絡(luò)的迭代設(shè)計(jì)方法，迭代過(guò)程直到滿足對(duì)傳輸功率、端口電壓和耦合電容電壓的要求。但論文在分析中使用的自定義參數(shù)A和B過(guò)于抽象，由此得出的阻抗等表達(dá)式不易理解。

圖2 本文研究的CCPT系統(tǒng)電路模型Fig．2 Circuit model of CCPT researched in this paper

本文針對(duì)圖2的CCPT系統(tǒng)，基于阻抗變換的思想，在已知發(fā)射電源、負(fù)載電阻、傳輸功率和耦合電容電壓的條件下，通過(guò)對(duì)CCPT系統(tǒng)進(jìn)行必要假設(shè)，提出了阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的逐級(jí)設(shè)計(jì)方法。該方法具有原理簡(jiǎn)單、概念清楚、存在解析公式等特點(diǎn)，并能減小耦合電容的電流與電壓，進(jìn)而降低與之串聯(lián)的電抗元件的功率損耗。

2 模型與原理

為討論設(shè)計(jì)原理，需要對(duì)系統(tǒng)的各個(gè)部分進(jìn)行必要假設(shè)并建立電路模型，如圖2所示。圖中2C2為耦合電容，它的設(shè)計(jì)見(jiàn)第5節(jié);高頻發(fā)射電源用正弦電壓源模型表示，其有效值為US、頻率為f、內(nèi)阻為RS;負(fù)載用等效電阻RL表示(本文不研究該等效電阻的計(jì)算方法)，要求傳輸給負(fù)載的平均功率為PL;電感和電容都視為理想的。

按照從負(fù)載到電源的順序，網(wǎng)絡(luò)N3將電阻RL變換為比其大得多的實(shí)數(shù)等效阻抗Zeq3，以產(chǎn)生較高的電壓U3，在確定的負(fù)載功率條件下，通過(guò)耦合電容電流I2便得以減小，這也使得忽略電感和電容的串聯(lián)電阻變得更加合理。L2為諧振電感，它與兩個(gè)耦合電容的總電容C2在電源頻率下發(fā)生串聯(lián)諧振，在此狀態(tài)下，Zeq2=Zeq3，U2=U3。網(wǎng)絡(luò)N1將較大的實(shí)數(shù)阻抗Zeq2變換成較小的實(shí)數(shù)阻抗Zeq1，以便從電源那里獲得必要的功率。當(dāng)不計(jì)電抗元件的功率損耗時(shí)，Zeq1從電源處獲得的平均功率就是從電源傳輸?shù)截?fù)載的平均功率。純電阻性的Zeq1還使得發(fā)射電源側(cè)的等效負(fù)載功率因數(shù)為1，提高了發(fā)射電源的利用率和工作性能，降低了設(shè)計(jì)難度。

3 阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

按照從電源至負(fù)載的順序逐級(jí)設(shè)計(jì)。

3.1 Req1的設(shè)計(jì)

Req1的設(shè)計(jì)需滿足負(fù)載的功率要求。在不計(jì)各電感和電容的功率損耗時(shí)，Req1消耗的平均功率等于負(fù)載消耗的平均功率PL。設(shè)計(jì)Req1的等效電路如圖3所示。根據(jù)圖3，Req1消耗的平均功率和傳輸效率分別如式(1)和式(2)所示:

圖3 設(shè)計(jì)Req1的等效電路Fig．3 Equivalent circuit for designing Req1

根據(jù)式(1)和式(2)做出的功率曲線和效率曲線如圖4所示，圖中使用了歸一化坐標(biāo)。

圖4 Req1消耗的功率及效率與Req1的關(guān)系曲線Fig．4 Power curves of Req1and efficiency vs Req1

在已知電源電壓和負(fù)載功率的條件下，由式(1)可計(jì)算出所需的等效電阻:

只要PL＜U2S/(4RS)=PLmax，式(3)中Req1總是存在兩個(gè)滿足負(fù)載功率要求的數(shù)值，如圖4中的a、b兩點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電阻，這是因?yàn)镽eq1消耗的平均功率與Req1不是單調(diào)關(guān)系。

a、b兩點(diǎn)對(duì)應(yīng)的Req1雖然消耗相同的平均功率，但傳輸效率卻相差很大。為獲得較高效率，顯然應(yīng)該選擇較大的電阻，由此確定的Req1為

3.2 阻抗變換網(wǎng)絡(luò)N1的設(shè)計(jì)

為了設(shè)計(jì)N1網(wǎng)絡(luò)的L1和C1，將N1網(wǎng)絡(luò)的右側(cè)電路用確定的等效電阻Req2來(lái)代替，如圖5所示。在后面的分析中可知，這樣代替是可以做到的。

圖5 用Req2代替N1右側(cè)電路Fig．5 Circuit in which right side of N1was replaced by Req2

網(wǎng)絡(luò)N1的作用是將等效電阻Req2變換成滿足3.1節(jié)要求的等效電阻 Req1，所以只要令 Zeq1= Req1，即Zeq1=jωL1+Req2/(1+jωReq2C1)=Req1，便得到阻抗變換網(wǎng)絡(luò)N1的設(shè)計(jì)結(jié)果:

式(5)存在開平方運(yùn)算，所以等效前后的兩個(gè)電阻必須滿足Req1＜Req2，即網(wǎng)絡(luò)N1只能實(shí)現(xiàn)大電阻到小電阻的變換。

3.3 諧振電感L2的設(shè)計(jì)

該電感的作用是與兩個(gè)耦合電容的總電容C2在發(fā)射電源對(duì)應(yīng)的頻率下發(fā)生串聯(lián)諧振，以減小能量傳輸回路的總阻抗。根據(jù)串聯(lián)諧振條件，L2為

在諧振條件下，等效阻抗Zeq2=Zeq3，當(dāng)Zeq3是實(shí)數(shù)時(shí)，Zeq2也是實(shí)數(shù)。

3.4 阻抗變換網(wǎng)絡(luò)N3的設(shè)計(jì)

網(wǎng)絡(luò)N3的作用是將負(fù)載電阻RL變換成比其大得多的實(shí)數(shù)等效電阻Req3，等效電路如圖6所示。

圖6 網(wǎng)絡(luò)N3的設(shè)計(jì)Fig．6 Design of network N3

令等效導(dǎo)納為實(shí)數(shù)1/Req3，即

聯(lián)立解得N3網(wǎng)絡(luò)參數(shù)為

由式(8)可知，必須滿足Req3＞RL(Req3的具體設(shè)計(jì)見(jiàn)3.5節(jié))，即網(wǎng)絡(luò)N3只能實(shí)現(xiàn)小電阻到大電阻的變換。

3.5 等效阻抗Zeq3的設(shè)計(jì)

由3.4節(jié)網(wǎng)絡(luò)N3的設(shè)計(jì)知Zeq3=Req3，是純電阻，因此需根據(jù)RLC串聯(lián)諧振回路對(duì)電阻的要求來(lái)設(shè)計(jì)Req3，等效電路如圖7所示?？砂凑障旅鎯蓚€(gè)原則來(lái)設(shè)計(jì)Req3:①根據(jù)耦合電容的容許變化范圍設(shè)計(jì)Req3;②根據(jù)耦合電容的工作電壓設(shè)計(jì) Req3。下面僅討論后者。

圖7 RLC串聯(lián)諧振電路Fig．7 RLC resonant circuit

耦合電容是極板可移動(dòng)的電容。為了增加電容值進(jìn)而增加傳輸功率，一般希望極板間的距離要盡可能小。這些因素都不希望極板間出現(xiàn)過(guò)高的電壓。這個(gè)電壓受Req3的影響，因此可以用容許的耦合電容工作電壓作為條件來(lái)設(shè)計(jì)Req3。

諧振時(shí)兩個(gè)耦合電容的總電壓為

式中，Q為圖7電路的品質(zhì)因數(shù)，Q=ωL2/Req3。可見(jiàn)品質(zhì)因數(shù)越小，在U2一定的情況下，電容電壓也越小。電壓U2的計(jì)算電路如圖8所示。

圖8 電壓U2的計(jì)算電路Fig．8 Circuit to calculate voltage U2

使用圖8計(jì)算U2如下:

根據(jù)式(5)的關(guān)系可得:

代入式(11)得有效值電壓:

又因?yàn)?/p>

再根據(jù)式(10)，得到U2與電源電壓的關(guān)系:

設(shè)耦合電容的變化不是很大，以至于仍可認(rèn)為Zeq2=Req2=Req3，當(dāng)Req3較大時(shí)，這種假設(shè)會(huì)更加合理。這樣便有

設(shè)總耦合電容電壓是電源電壓US的m倍，即UC2=mUS，則得

將Q=ωL2/Req3，Req2=Req3代入式(15)，得Req3的設(shè)計(jì)公式:

選擇較大的Req3可以降低諧振回路電流，從而減小諧振電感由于串聯(lián)等效電阻而產(chǎn)生的功率損失，并能使忽略電感等效電阻的假設(shè)更加合理。采用較大的Req3，就是在N3網(wǎng)絡(luò)中，用大電壓和小電流來(lái)傳輸功率。

3.6 設(shè)計(jì)結(jié)果的檢驗(yàn)

阻抗變換網(wǎng)絡(luò)參數(shù)都是由等效電阻來(lái)計(jì)算的，所以最終的負(fù)載電壓也可以表達(dá)成等效電阻的函數(shù)。由圖6和式(8)求得負(fù)載電壓為:

由于串聯(lián)諧振的原因，使得U3=U2，根據(jù)式(13)，負(fù)載從電源那里得到的電壓又表達(dá)成:

根據(jù)負(fù)載功率的計(jì)算方法，上述電壓應(yīng)為UL=以此可以檢驗(yàn)等效電阻的設(shè)計(jì)結(jié)果是否正確，進(jìn)而檢驗(yàn)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。

3.7 阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的規(guī)范化設(shè)計(jì)步驟

綜上各環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)原理，總結(jié)出阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的一般設(shè)計(jì)步驟:

(1)根據(jù)發(fā)射電源電壓、內(nèi)阻和負(fù)載所需功率，由式(4)計(jì)算等效電阻Req1。

(2)根據(jù)電源頻率和耦合電容的基準(zhǔn)值，由式(6)計(jì)算諧振電感L2。

(3)根據(jù)容許的耦合電容與電源電壓的比例m，由式(16)計(jì)算等效電阻Req3。

(4)根據(jù)Req1值和Req2=Req3，由式(5)計(jì)算L1和C1。

(5)根據(jù)RL和Req3，由式(8)計(jì)算L3和C3。

4 仿真研究

仿真條件如下:發(fā)射電源電壓幅值10V，頻率200kHz，內(nèi)阻RS=5Ω;負(fù)載電阻RL=10Ω，期望的負(fù)載功率PL=1W;串聯(lián)的總耦合電容C2=2nF，總耦合電容電壓與電源電壓之比m=4。

按照3.7節(jié)的設(shè)計(jì)步驟計(jì)算的等效電阻為:Req1≈39.4Ω，Req2=Req3≈198Ω。計(jì)算的阻抗變換網(wǎng)絡(luò)參數(shù)為:L1≈62.9μH，C1≈8.07nF;L2≈317μH;L3≈34.5μH，C3≈17.4nF。傳輸效率η≈88.7%。

4.1 耦合電容不變時(shí)的仿真

根據(jù)設(shè)計(jì)得出的元件參數(shù)，可利用電力電子仿真軟件PSIM V8.0對(duì)圖2所示的電路進(jìn)行仿真研究，得到的電壓和電流的穩(wěn)態(tài)仿真波形如圖9所示。

圖9 電壓與電流的穩(wěn)態(tài)波形Fig．9 Waveforms of voltage and current in steady state

利用波形測(cè)量功能獲得的各環(huán)節(jié)電壓和電流幅值為:

根據(jù)上述電壓和電流幅值計(jì)算出的等效阻抗，與設(shè)計(jì)時(shí)計(jì)算出的等效電阻對(duì)應(yīng)相等，例如U1m/I1m=8．87/0．225≈Req1。說(shuō)明阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)結(jié)果滿足對(duì)等效阻抗的要求。

根據(jù)仿真結(jié)果還知，下列電壓幅值與電流幅值的乘積都相等，等于負(fù)載功率的2倍，即

這便證明了同一位置處的電壓與電流相位相同，等效阻抗都是純電阻。

4.2 耦合電容發(fā)生變化時(shí)的仿真

利用PSIM的參數(shù)掃描功能對(duì)耦合電容進(jìn)行掃描分析，總耦合電容最小值為 1.8nF，最大值為2.2nF，步長(zhǎng)0.2nF。負(fù)載電壓uL仿真波形如圖10所示。在耦合電容值變化(2.2－1.8)/2=20%時(shí)，負(fù)載電壓相對(duì)變化為7.15%，這是因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)中，等效電阻Req3較變換之前的負(fù)載電阻RL大許多，從而減小了耦合電容變化對(duì)負(fù)載電壓的影響。

圖10 耦合電容變化時(shí)的負(fù)載電壓穩(wěn)態(tài)波形Fig．10 Waveforms of load voltage in steady state with coupling capacitance changing

5 實(shí)驗(yàn)研究

為驗(yàn)證設(shè)計(jì)方法的正確性，根據(jù)仿真結(jié)果搭建了實(shí)驗(yàn)電路。使用帶有功率輸出功能的SG1005P信號(hào)發(fā)生器作為發(fā)射電源，有效值設(shè)為 US= 7.07V，頻率f=200kHz，外接5Ω電阻作為其內(nèi)阻(使實(shí)驗(yàn)條件更具一般性，且易于改變)。

耦合電容為平板矩形電容，如圖11所示。極板材料為覆銅板，尺寸12.5cm×7.5cm。為增加電容量，用導(dǎo)電膠將厚度為13μm的電介質(zhì)粘接在電容極板上，介質(zhì)材料為環(huán)氧基納米鈦酸鋇復(fù)合材料(BaTiO3/epoxy resin)，相對(duì)介電常數(shù)為16。實(shí)驗(yàn)中，使平板耦合電容通過(guò)介質(zhì)自然接觸。極板間距小于1mm，主要是介質(zhì)厚度和不平整帶來(lái)的間隙。

圖11 一對(duì)平板耦合電容的極板Fig．11 Pair of electrodes of plane coupling capacitor

使用HIOKI 3532-50 LCR測(cè)試儀測(cè)量各元件參數(shù)。在200kHz頻率下，測(cè)得各元件參數(shù)為:L1≈ 62．5μH，串聯(lián)電阻RL1≈0．578Ω，C1≈8．14nF，串聯(lián)電阻RC1≈0．045Ω;平板耦合電容分別為C2－1≈3．95nF，C2－2≈3．99nF，總等效串聯(lián)電阻為RC2≈2．74Ω，L2≈313μH，等效串聯(lián)電阻RL2≈4．48Ω; L3≈33．6μH，等效串聯(lián)電阻RL3≈0．304Ω，C3≈17．4nF，等效串聯(lián)電阻RC3≈0．022Ω，負(fù)載電阻RL=10Ω。

上述電感和電容雖有串聯(lián)等效電阻，但在200kHz頻率下，等效電阻都遠(yuǎn)小于串聯(lián)的感抗或容抗，除非分析傳輸效率，否則可以忽略不計(jì)。

實(shí)驗(yàn)用示波器為Agilent DSO5034A，電壓探頭為Agilent N2863A，電流探頭為Agilent 2011。穩(wěn)態(tài)電壓和電流的測(cè)量結(jié)果如圖12所示。

圖12(a)、圖12(b)和圖12(c)中的電壓與電流都是同相位的，說(shuō)明阻抗變換的結(jié)果使得圖2中的Zeq1、Zeq2和Zeq3都是純電阻性的。根據(jù)圖12(a)和圖12(b)所顯示的讀數(shù)，可以計(jì)算出這些等效電阻:

實(shí)驗(yàn)得出的等效電阻值與理論計(jì)算值已足夠接近。

圖12(d)為負(fù)載電阻的電壓和電流。由圖可以計(jì)算出負(fù)載獲得的平均功率為PL=ULIL=0．5× 8．6×0．84/4≈0．903W，非常接近所期望的1W。另外，在電壓和電流同相的情況下，電源發(fā)送的功率根據(jù)測(cè)量的電壓和電流計(jì)算為PS=USI1=7．07×由此計(jì)算出的傳輸效率為

該值低于理論值的88.73%，這是由于各元件的等效電阻難免要消耗功率所造成的。

圖12(e)為耦合電容之一的電壓波形，其峰-峰值為37.5V。而u3的峰-峰值是35.6V，二者很接近，這正是由于N3的阻抗變換作用帶來(lái)的積極效果。N3將10Ω的負(fù)載電阻變換為近似173Ω的Req3，從而減小了耦合電容上的電壓，使用更加安全。

兩個(gè)耦合電容串聯(lián)的總電壓峰-峰值為75V，已知的電源電壓峰-峰值為20V，二者之比為75/20= 3.75，非常接近于m=4的要求。

為了對(duì)比說(shuō)明網(wǎng)絡(luò)N3阻抗變換的有效性，實(shí)驗(yàn)中去掉N3，將負(fù)載直接與耦合電容的接收電極相串聯(lián)，其他條件不變，實(shí)驗(yàn)對(duì)比結(jié)果見(jiàn)表1。去掉N3后，耦合電容電壓和電流都增加，而負(fù)載電壓、電流和功率卻都明顯減小。

圖12 電壓與電流穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig．12 Experimental waveforms of voltage and current in steady state

表1 存在與不存在N3網(wǎng)絡(luò)的對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果(峰-峰值)Tab．1 Experimental results(peak-peak value)with and without network N3

6 結(jié)論

為了提高電容耦合式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)的性能，需要采用各種阻抗變換網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)負(fù)載等效電阻相對(duì)耦合電容的容抗很小或電源內(nèi)阻抗相對(duì)電源外電路的等效阻抗很大時(shí)更是如此。本文提出一種阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法，它具有逐級(jí)設(shè)計(jì)的特點(diǎn)，無(wú)需各級(jí)聯(lián)立，且能夠得到元件參數(shù)的解析表達(dá)式。所設(shè)計(jì)的阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，在功率不變的情況下，能夠降低耦合電容的電流與電壓，并能減小電感與電容的功率損耗。

［1］Kazmierkowski M P，Moradewicz A J．Unplugged but connected:Review of contactless energy transfer systems［J］．IEEE Industrial Electronics Magazine，2012，6 (4):47-55．

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［8］胡友強(qiáng)，戴欣(Hu Youqiang，Dai Xin)．基于電容耦合的非接觸電能傳輸系統(tǒng)模型研究 (Study on modeling of capacitively coupled contactless power transfer system using generalized state space averaging method)［J］．儀器儀表學(xué)報(bào) (Chinese Journal of Scientific Instrument)，2010，31(9):2134-2139．

［9］Theodoridis M P．Effective capacitive power transfer［J］．IEEE Transactionson PowerElectronics，2012，27 (12):4906-4913．

Design of impedance conversion network employed for capacitive coupled wireless power transmission system

CHEN Xi-you1，WU Hong-xia1，MU Xian-min1，ZHAO Ning2

(1．School of Electrical Engineering，Dalian University of Technology，Dalian 116024，China; 2．School of Materials Science and Engineering，Dalian University of Technology，Dalian 116024，China)

A stage by stage design principle of impedance conversion network(ICN)for capacitively coupled wireless power transmission is proposed in this paper．By this method，first of all，the needed equivalent resistances of each ICN are determined according to the power supply，load resistance and its power，as well as the permissible coupling capacitor voltage．Using these equivalent resistances，the analytical formulas to design the inductance and capacitance of the ICN are then obtained．A larger equivalent resistance is obtained through the ICN in the side of load．Therefore，the power can be transferred to the ICN by means of low current and high voltage．Not only the coupled capacitor voltage is reduced，but also the power losses caused by series resistor of the inductor and the capacitor are slowed down．An actual ICN for low power application is designed using proposed method．Correctness and effectiveness of the design principle are verified by both simulation and experimental results．

wireless power transmission;capacitively coupled;impedance conversion;network design

TM743

A

1003-3076(2015)09-0057-07

2014-06-23

高等學(xué)校博士學(xué)科點(diǎn)專項(xiàng)科研基金資助項(xiàng)目(20110041110016)

陳希有(1962-)，男，黑龍江籍，教授，博士，研究方向?yàn)闊o(wú)線電能傳輸、綠色電力變換;伍紅霞(1989-)，女，湖北籍，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。