結(jié)合天線互耦分析的同車電臺(tái)射頻干擾對消

劉建成，趙宏志，全厚德，崔佩璋，唐友喜，孫慧賢

（1.軍械工程學(xué)院信息工程系，河北石家莊050003；2.電子科技大學(xué)通信抗干擾技術(shù)國家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川成都611731）

結(jié)合天線互耦分析的同車電臺(tái)射頻干擾對消

劉建成1，趙宏志2，全厚德1，崔佩璋1，唐友喜2，孫慧賢1

（1.軍械工程學(xué)院信息工程系，河北石家莊050003；2.電子科技大學(xué)通信抗干擾技術(shù)國家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川成都611731）

伴隨戰(zhàn)場指揮通信系統(tǒng)的復(fù)雜化，車載多部軍用超短波（very high frequency，VHF）電臺(tái)間互擾問題日益突出。針對同車電臺(tái)間互擾問題，提出了結(jié)合天線近場耦合計(jì)算的射頻干擾自適應(yīng)對消方法，在此基礎(chǔ)上推導(dǎo)出了耦合計(jì)算誤差影響系統(tǒng)收斂時(shí)間的解析表達(dá)式。該方法通過預(yù)先建立同車收發(fā)天線近場模型，計(jì)算得出收發(fā)天線間耦合系數(shù)和相位失真度，再利用該結(jié)果設(shè)定自適應(yīng)干擾對消鏈路的初始參數(shù)，縮短了射頻自適應(yīng)干擾對消算法的收斂時(shí)間。仿真表明，所提方法在不降低對消比情況下，與現(xiàn)有的自適應(yīng)對消方法相比收斂時(shí)間縮短了30%以上，同時(shí)也驗(yàn)證了計(jì)算誤差影響收斂時(shí)間解析表達(dá)式的正確性。

電臺(tái)互擾；近場耦合；自適應(yīng)干擾對消；收斂時(shí)間

0 引 言

隨著戰(zhàn)場信息化的發(fā)展，各級(jí)指揮通信系統(tǒng)日趨復(fù)雜，大量電子設(shè)備裝備于同一指揮系統(tǒng)，設(shè)備間存在嚴(yán)重的相互干擾，使得戰(zhàn)場電磁環(huán)境日益復(fù)雜。比如，同一輛通信指揮車上通常裝備有多部短波和超短波（very high frequency，VHF）電臺(tái)，多部電臺(tái)間存在嚴(yán)重的鄰道干擾，即使在頻分情況下也不能夠同時(shí)正常工作。其原因在于，相鄰電臺(tái)輻射的電磁波在接收機(jī)天線處產(chǎn)生很強(qiáng)的干擾電壓，超出了接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，造成接收機(jī)阻塞。

針對電臺(tái)間的互擾問題，國內(nèi)外都進(jìn)行了深入的研究，相關(guān)成果也在實(shí)際設(shè)備中得到了應(yīng)用。20世紀(jì)70年代末美國的Harris S J和Rosasco S J提出了利用相位微調(diào)器與正交矢量合成相結(jié)合的閉環(huán)干擾和噪聲對消系統(tǒng)，在干擾信號(hào)功率為幾十瓦量級(jí)時(shí)，能夠?qū)崿F(xiàn)40 dB以上的對消比［1］，但該系統(tǒng)對移相器和電調(diào)衰減器的性能要求高，由于未采用自適應(yīng)的調(diào)節(jié)方法，系統(tǒng)收斂時(shí)間長（大于20 ms），無法滿足現(xiàn)役VHF電臺(tái)的需求。文獻(xiàn)［2］中進(jìn)一步提出了一種寬頻帶對消系統(tǒng)，工作波段為225～400 MHz。該系統(tǒng)采用發(fā)射導(dǎo)頻的雙環(huán)自適應(yīng)對消工作模式，可在fc±85 k Hz范圍得到大于50 d B的干擾對消比，不過該自適應(yīng)對消過程的系統(tǒng)收斂性有待進(jìn)一步提高。文獻(xiàn)［3］中分析了正交兩路信號(hào)控制精度對自適應(yīng)干擾對消系統(tǒng)性能的影響；文獻(xiàn)［4- 6］中都分析了對消系統(tǒng)中兩條支路的延時(shí)誤差對性能的影響；文獻(xiàn)［7］將功放的線性化技術(shù)應(yīng)用在了對消鄰道干擾中，但均未明確給出改善系統(tǒng)收斂速度的方法；文獻(xiàn)［8］提出利用光通信實(shí)現(xiàn)本地收發(fā)間的干擾對消，但該方案的應(yīng)用受到限制；文獻(xiàn)［9］研究分析了最小均方（least mean square，LMS）自適應(yīng)算法的低復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)問題；文獻(xiàn)［10- 12］將自適應(yīng)對消系統(tǒng)應(yīng)用于同時(shí)同頻全雙工（co-frequency co-time full duplex，CCFD）通信中，取得了55 dB以上的對消比，不過文獻(xiàn)中并未分析收發(fā)天線間耦合關(guān)系；文獻(xiàn)［13］中只是分析了同車收發(fā)設(shè)備間共址干擾產(chǎn)生機(jī)理及其對設(shè)備性能的影響。上述文獻(xiàn)中的干擾對消方法收斂時(shí)間長，當(dāng)應(yīng)用于軍用電臺(tái)的跳頻通信方式時(shí)，不能夠有效滿足快跳速對系統(tǒng)對消處理時(shí)間的要求。

為此，本文從預(yù)設(shè)初始參數(shù)縮短系統(tǒng)收斂時(shí)間的角度出發(fā)，提出了通過預(yù)分析計(jì)算同載體平臺(tái)收發(fā)天線間近距離耦合參數(shù)，再以查詢表的方式輔助射頻干擾自適應(yīng)對消的方法。仿真表明，該方法能夠有效縮短系統(tǒng)收斂時(shí)間，為對消系統(tǒng)在高速跳頻電臺(tái)中應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)，同時(shí)也適用于目前廣泛研究的CCFD。另外，為避免理論分析計(jì)算的天線耦合參數(shù)與實(shí)際值誤差較大，可通過實(shí)際訓(xùn)練測量加以修正。

1 已有射頻干擾對消模型

圖1是已有文獻(xiàn)中提出的自適應(yīng)干擾對消系統(tǒng)［25］，該對消系統(tǒng)主要由移相器、衰減器和誤差控制器組成。該系統(tǒng)首先在發(fā)射天線耦合器前導(dǎo)出參考信號(hào)，再通過90°相移器分為正交的i和q兩路信號(hào)，每一路分別由相應(yīng)的衰減器控制其幅度，之后再進(jìn)行合并生成重建信號(hào)Sc（t），最后與接收機(jī)天線接收的干擾信號(hào)SI（t）進(jìn)行反相合并對消，輸出期望信號(hào)r（t）。該系統(tǒng)的自適應(yīng)性體現(xiàn)在通過誤差反饋信息控制衰減器，進(jìn)而改變重建新號(hào)的幅度和相位，改善最終的干擾對消比（interference cancellation ratio，ICR），即對消前后的干擾信號(hào)功率之比。

式中，PI為對消前的干擾信號(hào)功率；PIC為對消后的殘余干擾信號(hào)功率。

圖1 已有干擾對消系統(tǒng)模型

由于無輔助信息，系統(tǒng)中i、q兩路衰減器的初始參數(shù)一般為1，合成的初始重建信號(hào)與干擾信號(hào)相差較大。在誤差放大器和控制參數(shù)一定（自適應(yīng)的步長因子為定值）時(shí)，整個(gè)自適應(yīng)誤差反饋控制鏈路的收斂時(shí)間較長，影響了整個(gè)對消系統(tǒng)的效能發(fā)揮。為此，本文后續(xù)部分提出了基于天線互耦分析的干擾對消模型，通過設(shè)定兩路衰減器初值，有效降低了系統(tǒng)收斂時(shí)間。

2 天線近場互耦的數(shù)學(xué)分析

現(xiàn)有的陸基VHF戰(zhàn)術(shù)指揮通信系統(tǒng)以車載方式為主，使用天線多是全向鞭狀天線。為便于分析，同時(shí)不失其一般性，本文以車頂上安置的兩副相同鞭狀天線為例，進(jìn)行互耦分析，具體結(jié)構(gòu)如圖2所示，多副天線情形可以此類推。車體上兩副天線間的距離較近，一般在VHF波段的λ／10～λ／4，屬于天線輻射的近場區(qū)和菲涅耳區(qū)，不能以遠(yuǎn)場區(qū)的公式進(jìn)行計(jì)算分析，所以這里采用電磁分析中常用的矩量法計(jì)算分析兩副天線間的耦合關(guān)系［1415］，為獲取本文對消方法中的耦合參數(shù)提供理論分析。

圖2 指揮通信車模型

由于天線相距較近，車體是具有良好導(dǎo)電性的鐵質(zhì)材料，問題分析可等效于有限導(dǎo)體平面上兩副半波直立細(xì)天線的耦合關(guān)系分析。在分析過程中需要將兩副天線與車體視為一個(gè)整體，統(tǒng)一進(jìn)行剖分，充分考慮它們之間的互耦效應(yīng)，如圖3所示。

圖3 天線耦合分析圖

電磁場分布及耦合關(guān)系的計(jì)算分析，關(guān)鍵是求解每一個(gè)剖分單元的分布電流I1，n、I2，m、Jk及它們之間的互阻抗znm、zmn，已知分布電流后即可由電場強(qiáng)度E與矢量位H之間的關(guān)系，計(jì)算得出發(fā)射天線上分布電流在接收天線表面上產(chǎn)生的感應(yīng)電場強(qiáng)度E21，進(jìn)而求得接收天線負(fù)載上的電壓I2（0）ZL，即接收天線輸出的信號(hào)sI（t）強(qiáng)度及其相位信息。這里I2（0）和ZL分別表示收天線饋源處的電流值及其阻抗（假設(shè)發(fā)射天線阻抗同為ZL）。

式中，arg（）表示求復(fù)數(shù)的輻角。

若假設(shè)發(fā)天線發(fā)送信號(hào)的幅度為A，收天線接收信號(hào)幅度為A′，則A與A′之間滿足如下關(guān)系：

由式（2）和式（3）所示的相位延遲和耦合關(guān)系計(jì)算結(jié)果即可構(gòu)建對消鏈路，實(shí)現(xiàn)對本地射頻干擾信號(hào)的有效對消。

3 基于天線互耦分析的自適應(yīng)干擾對消

在通過理論分析和實(shí)際訓(xùn)練測量獲得較為準(zhǔn)確的天線間互耦參數(shù)基礎(chǔ)上，本節(jié)給出基于查詢表方式的自適應(yīng)對消鏈路初值設(shè)定模型，如圖4所示，實(shí)現(xiàn)具有較短收斂時(shí)間的干擾對消。該干擾對消方法利用了天線間近場互耦關(guān)系，得出干擾信號(hào)sI（t）相對于參考信號(hào)s（t）在幅度和相位上的失真，進(jìn)而通過控制兩路衰減器縮短對消環(huán)路的收斂時(shí)間。

圖4 本文干擾對消模型

由于指揮車一般會(huì)選擇平坦開闊地域，且收發(fā)天線處于彼此的近場區(qū)或菲涅耳區(qū)，所以接收天線的干擾信號(hào)主要是通過直接耦合方式產(chǎn)生，其他反射路徑產(chǎn)生的干擾信號(hào)相對而言一般屬于弱小信號(hào)，不會(huì)阻塞接收機(jī)，可在后續(xù)的數(shù)字域進(jìn)行抑制處理，這里不再考慮。

假設(shè)在發(fā)射機(jī)天線耦合器前端的信號(hào)為

經(jīng)天線互耦通道進(jìn)入接收機(jī)前端（射頻調(diào)諧濾波前）后，信號(hào)變?yōu)?/p>

其中相位θI中已包含路徑傳輸延遲的影響，接收機(jī)天線接收到的期望信號(hào)為r（t）。

由以上假設(shè)可知，接收機(jī)天線輸出信號(hào)的表達(dá)式為

式中，n（t）為高斯白噪聲。

如圖4所示，假設(shè)由前述內(nèi)容計(jì)算分析得出本地干擾信號(hào)為

則可根據(jù)相位結(jié)果θ′I和幅度結(jié)果A′I分別控制衰減器，最終合成需要的干擾重建信號(hào)。對消系統(tǒng)中由傳輸線而導(dǎo)致的相位延遲和功率損耗可認(rèn)為是定值，只需在衰減器參數(shù)設(shè)置中加以考慮，減去對應(yīng)值即可，所以不再考慮該部分對相位和幅度的影響。

已知i路信號(hào)和q路信號(hào)與原信號(hào)間相位差分別為φi＝90°和φq＝0°，再根據(jù)互耦分析結(jié)果θ′I和A′I可計(jì)算出兩路衰減器的初始值A(chǔ)i和Aq，則在無反饋調(diào)節(jié)下圖1中兩路信號(hào)si（t）和sq（t）經(jīng)衰減器后可分別表示為

令Δφi＝θ′I－φi，Δφq＝θ′I－φq。合并后的干擾重建信號(hào)為

化簡整理得

可見，若以計(jì)算的本地干擾信號(hào)s′I（t）為對消目標(biāo)信號(hào)，欲取得最佳干擾對消效果，則輸入反相合并器的重建信號(hào)sc（t）中相關(guān)控制參量需滿足以下關(guān)系：

即

由前述推導(dǎo)可知，式（9）中Δφi、Δφq和A′I已知，通過求解該式即可得兩路衰減器的初始值A(chǔ)i和Aq

至此，完成對消鏈路參數(shù)的初始化。

由于天線互耦計(jì)算結(jié)果中的干擾信號(hào)s′I（t）與實(shí)際干擾信號(hào)sI（t）之間可能存在誤差，可通過對消后信號(hào)進(jìn)行反饋調(diào)節(jié)衰減器，進(jìn)一步降低誤差，得到更高的ICR。

由以上分析可知，經(jīng)反饋誤差調(diào)節(jié)后的重建信號(hào)可表示為

式中，wi（t）和wq（t）為兩路衰減器權(quán)值；τ為一次反饋迭代所需的假設(shè)時(shí)間（其值與衰減器和低通濾波器時(shí)間常數(shù)有關(guān)，具體分析可見文獻(xiàn)［4，6］）。由式（11）將對消后殘余信號(hào)表示為

可見，欲使ICR達(dá)到最大，則對消后殘余信號(hào)需要滿足以下準(zhǔn)則：

根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則可建立LMS算法的干擾對消過程，設(shè)步長因子為μ，i和q兩路的權(quán)值在t－τ與t時(shí)刻之間的迭代計(jì)算過程如下：

由以上的描述過程可有效對消相鄰發(fā)射設(shè)備的射頻干擾。

4 干擾對消方法性能分析

在建立了結(jié)合天線耦合分析的自適應(yīng)干擾對消模型基礎(chǔ)上，本節(jié)首先分析了自適應(yīng)干擾對消方法中初始誤差對系統(tǒng)收斂時(shí)間的影響，進(jìn)而分別推導(dǎo)出了已有的自適應(yīng)對消方法和本文方法所對應(yīng)的收斂時(shí)間解析表達(dá)式，得出了本文方法中天線互耦計(jì)算誤差與收斂時(shí)間的關(guān)系。

4.1 自適應(yīng)干擾對消系統(tǒng)收斂時(shí)間分析

下面推導(dǎo)系統(tǒng)收斂時(shí)間與初始誤差的關(guān)系，為方便推導(dǎo)式（13）與式（14）之間的關(guān)系，現(xiàn)將信號(hào)以向量形式表示如下：

式中

由信號(hào)s（t）特性可設(shè)E｛sT（t）s（t）｝＝K，K為常量。所以有E｛s（t）sT（t）｝＝·I，I為單位矩陣，則式（13）中的誤差均方值可等價(jià)為

由式（14）可知

代入式（18），得

又因?yàn)?/p>

所以有

即

式中，σ2＝E（｜u（t）｜2）為期望信號(hào)和噪聲的均方值，為常量。參考文獻(xiàn)［18］，可見系統(tǒng)收斂需要滿足

即

由式（15）和天線接收信號(hào)表達(dá)式可知，對消前的干擾信號(hào)均方值為

所以這里假定μ取值在收斂范圍內(nèi)，在t0＋nτ時(shí)刻系統(tǒng)的ICR可表示為

由式（26）可得，ICR一定時(shí)對應(yīng)的系統(tǒng)收斂時(shí)間為

由于AI、K、ICR、σ2和μ均為常量，所以該式可簡化為

式中

可見，步長因子μ和系統(tǒng)ICR一定情況下，式（28）即為系統(tǒng)收斂時(shí)間與初始誤差ec（t0）間的約束關(guān)系，由該式即可分別求得已有方法和本文方法對應(yīng)的收斂時(shí)間。

4.2 已有方法收斂時(shí)間

首先，給出已有方法中的初始對消誤差表達(dá)式（這里只分析互耦計(jì)算誤差對系統(tǒng)收斂時(shí)間的影響，所以不再考慮文獻(xiàn)［5］中所分析的兩路正交信號(hào)時(shí)延不匹配問題）。設(shè)已有方法中兩路衰減器初始權(quán)值均為1，即初始的重建信號(hào)為

令u（t）＝r（t）＋n（t），定義滿足式（13）的對消誤差為ec（t）＝e（t）－u（t），則現(xiàn)有方法中初始時(shí)刻t0的對消誤差為

代入式（28）可得收斂時(shí)間

4.3 本文方法收斂時(shí)間

參考第4.2節(jié)，由式（9）和式（10）的參數(shù)初始化過程可知，本文所提方法中合成的初始重建信號(hào)為

同理可得本文方法中的初始對消誤差為

代入式（28）可得本文方法收斂時(shí)間的解析表達(dá)式

可見，該解析表達(dá)式同時(shí)反映了天線互耦計(jì)算誤差對系統(tǒng)收斂時(shí)間的影響。

5 仿真實(shí)驗(yàn)

仿真以實(shí)際情況為參考，設(shè)車和天線的尺寸參數(shù)分別為：平臺(tái)車體長約6.5 m，寬2.5 m，高2.2 m；鞭狀天線長3.2 m（中部饋電，半徑為0.01 m），間距為1.5 m；兩部電臺(tái)采用正交相移鍵控（quadrature phase shift keying，QPSK）調(diào)制方式，傳輸速率為9.6 kbps；發(fā)射電臺(tái)天線饋源處信號(hào)功率為37 dBm；接收電臺(tái)天線耦合的期望信號(hào)功率為－67 dBm；收發(fā)電臺(tái)信道間隔200 k Hz，分別工作于54.0 MHz和54.2 MHz；天線輸出端口噪聲限為－110 dBm（假設(shè)發(fā)射機(jī)耦合器已調(diào)諧）。

由上述互耦分析方法可計(jì)算出VHF電臺(tái)常用工作頻率在30～88 MHz范圍內(nèi)，天線1與天線2之間的耦合系數(shù)、天線2上負(fù)載處電流的相位，二者與發(fā)射信號(hào)頻率之間的關(guān)系分別如圖5和圖6所示（實(shí)際應(yīng)用中，可通過不同環(huán)境下的多次實(shí)際測量數(shù)據(jù)對結(jié)果進(jìn)行修正，從而減小誤差）。

圖5 30～88 MHz天線耦合系數(shù)與頻率間關(guān)系

圖6 30～88 MHz天線耦合相位失真與頻率間關(guān)系

由圖5可知，在發(fā)射頻率為41.5 MHz時(shí)耦合系數(shù)達(dá)到最大值，圖6中ZL上電流相位取值［－180°180°］，在41.5 MHz時(shí)為－180°，這體現(xiàn)了天線間的電抗性，具體分析可見文獻(xiàn)［14］。對于本文仿真所采用的54.0 MHz發(fā)射頻率，耦合系數(shù)為－16.31，相位為30.82°（即－329.18°）。

由上述仿真計(jì)算得天線2負(fù)載上的本地干擾信號(hào)相位θ′I＝30.82°，根據(jù)發(fā)射功率P＝5 W、耦合系數(shù)C21＝－16.31 d B、負(fù)載ZL＝50Ω和式（3）即可求得天線2負(fù)載上的本地干擾信號(hào)幅度。

現(xiàn)分析接收天線輸出的信號(hào)，由以上內(nèi)容可得該信號(hào)功率譜密度如圖7所示，可見期望信號(hào)強(qiáng)度要遠(yuǎn)小于本地發(fā)射機(jī)所產(chǎn)生的干擾信號(hào)，兩者相差80 dB以上，對于54.2 MHz頻率處的干擾信號(hào)的帶外譜也要比期望信號(hào)強(qiáng)20 dB以上，所以較強(qiáng)的本地射頻干擾會(huì)阻塞接收機(jī)，必須在射頻帶通濾波前進(jìn)行干擾對消。

圖7 接收天線輸出信號(hào)頻譜

［6］中對步長因子μ大小與對消后期望信號(hào)損耗間關(guān)系的分析，這里取μ＝（1／K）×10－4，由上文分析可知K約等于2倍發(fā)射天線耦合器輸入信號(hào)的平均功率P（單位：mW）。假設(shè)天線耦合計(jì)算的干擾幅度和相位延遲誤差分別為θΔ＝2.5°，AΔ＝0.2A′I。圖8對應(yīng)的是已有方法和本文方法在不同時(shí)間達(dá)到的ICR?？梢姡延械淖赃m應(yīng)對消方法在t＝1.3×10－4s之后開始趨于收斂狀態(tài)，而本文方法是在t＝0.8×10－4s（小于一個(gè)基帶碼元持續(xù)時(shí)間）。分析經(jīng)t＝0.8×10－4s時(shí)對消誤差信號(hào)的頻譜，如圖9和圖10所示，可見本文方法在該時(shí)刻已獲得60 dB以上的ICR，遠(yuǎn)高于現(xiàn)有方法，結(jié)合圖8表明本文方法收斂時(shí)間明顯短于現(xiàn)有方法。

圖8 不同時(shí)間達(dá)到的ICR

圖9 t＝0.8×10－4s時(shí)現(xiàn)有方法對消誤差頻譜

圖10 t＝0.8×10－4s時(shí)本文方法對消誤差頻譜

下面以ICR＝60 dB為系統(tǒng)收斂門限，步長因子μ同上，仿真分析本文方法中天線互耦計(jì)算誤差θΔ和AΔ對系統(tǒng)收斂時(shí)間的影響。圖11是根據(jù)仿真條件和式（35）計(jì)算出的所需收斂時(shí)間與相位、耦合幅度計(jì)算誤差之間的理論曲面。圖12是系統(tǒng)收斂時(shí)間在幅度計(jì)算誤差A(yù)Δ分別為0.05A′I、0.1A′I、0.3A′I、0.5A′I時(shí)，與相位計(jì)算誤差間的關(guān)系，圖13反映的是系統(tǒng)收斂時(shí)間在相位計(jì)算誤差θΔ分別為0.5°、2°、5°、10°時(shí)，隨幅度計(jì)算誤差的變化。

圖11 互耦計(jì)算誤差與系統(tǒng)收斂時(shí)間關(guān)系

圖12 相位分析誤差對應(yīng)的系統(tǒng)收斂時(shí)間

圖13 耦合系數(shù)分析誤差對應(yīng)的系統(tǒng)收斂時(shí)間

分析圖12和圖13，可見圖12中4條曲線變化較大，即在相位計(jì)算誤差一定情況下幅度計(jì)算誤差對系統(tǒng)收斂時(shí)間影響較大；圖13反映出在幅度計(jì)算誤差大于20%時(shí)，相位計(jì)算誤差對系統(tǒng)收斂時(shí)間影響較??；結(jié)合圖12和圖13可見在相位和幅度計(jì)算誤差分別為20°和30%時(shí)，系統(tǒng)收斂時(shí)間約為0.9×10－4s，比現(xiàn)有方法的1.35×10－4s（見圖8）減小了30%以上，能夠適用于天線耦合參數(shù)具有一定誤差的情況。另外，比較圖12、圖13和圖11，可見計(jì)算誤差分析曲線與式（35）所得曲面相符合，從而驗(yàn)證了文中所推導(dǎo)的計(jì)算誤差影響收斂時(shí)間解析表達(dá)式的正確性。

6 結(jié) 論

本文結(jié)合近距離天線間互耦分析，通過理論計(jì)算和實(shí)際數(shù)據(jù)測量得出發(fā)射天線在接收天線產(chǎn)生干擾的幅度衰減和相位失真，進(jìn)而設(shè)定對消系統(tǒng)的初始參數(shù)，減小初始誤差，在不降低ICR的前提下，有效縮短了系統(tǒng)收斂時(shí)間。仿真表明，該方法在天線耦合參數(shù)具有一定誤差情況下，系統(tǒng)收斂時(shí)間仍能夠小于10－4s，與已有的自適應(yīng)對消方法相比縮短了30%以上。另外，本文還分析推導(dǎo)了互耦計(jì)算誤差影響系統(tǒng)收斂時(shí)間的解析表達(dá)式，并通過仿真驗(yàn)證了其正確性。本文建議的自適應(yīng)干擾對消方法只需預(yù)先得出天線間的耦合關(guān)系，實(shí)現(xiàn)了同等ICR下的快速收斂。所以，該方法為解決同載體快速跳頻電臺(tái)間互擾問題奠定了基礎(chǔ)，同時(shí)在其他無線收發(fā)設(shè)備互擾抑制中也具有重要的應(yīng)用意義。

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劉建成（198-7- ），男，博士研究生，主要研究方向?yàn)闊o線通信干擾抑制技術(shù)。

E-mail：liujiancheng1987＠126.com

趙宏志（197-8- ），男，副教授，博士，主要研究方向?yàn)闊o線信號(hào)處理。

E-mail：lyn＠uestc.edu.cn

全厚德（1963- ），男，教授，博士研究生導(dǎo)師，博士，主要研究方向?yàn)闊o線通信技術(shù)、指揮系統(tǒng)、通信設(shè)備性能測試。

E-mail：leopardfly222＠163.com

崔佩璋（197-4- ），男，副教授，博士，主要研究方向?yàn)樾畔⑴c通信工程。

E-mail：cpz_zk＠163.com

唐友喜（1964-），男，教授，博士研究生導(dǎo)師，博士，主要研究方向?yàn)閿?shù)字通信、擴(kuò)頻通信（包括CCFD，OFDM）。

E-mail：tangyx＠uestc.edu.cn

孫慧賢（198-0- ），男，講師，博士，主要研究方向?yàn)橹笓]控制系統(tǒng)抗干擾技術(shù)。

E-mail：Ares_sun＠163.com

RF interference cancellation based on antennas coupling analysis for radios on the co-vehicle

LIU Jian-cheng1，ZHAO Hong-zhi2，QUAN Hou-de1，CUI Pei-zhang1，TANG You-xi2，SUN Hui-xian1
（1.Department of Information Engineering，Ordnance Engineering College，Shijiazhuang 050003，China；2.National Key Laboratory of Science and Technology on Communications，University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu 611731，China）

The interference between military very high frequency（VHF）radios in the same vehicle is producing more trouble with the increasing complication of the tactical command and control system.A radio frequency（RF）interference cancellation method based on exploring the mutual near-field coupling between antennas，is proposed to cancel the mutual interference of radios on the co-vehicle.In addition，an analytical expression is derived to reflect the relationship between coupling calculation error and convergence time of the system.This method builds the near-field analysis model between transmitting and receiving antennas over one vehicle in advance，meanwhile，the mutual coupling and phase distortion are deduced.Then the calculation result is utilized to set the original parameters of the adaptive interference canceling chain，and efficiently cancel the RF interference.Finally，the simulations verify that the system convergence time is 30%less than that of the existing adaptive cancellation method，and prove the validity of the analytical expression reflecting how the coupling calculation error impairs system convergence time.

radio mutual-interference；near-field coupling；adaptive interference cancellation；convergence time

TN 911

A

10.3969／j.issn.1001-506X.2015.11.27

1001-506X（2015）11-2598-08

2014- 11- 07；

2015- 02- 17；網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版日期：2015- 05- 06。

網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版地址：http：／／www.cnki.net／kcms／detail／11.2422.TN.20150506.1148.002.html

國家高技術(shù)研究發(fā)展計(jì)劃（863計(jì)劃）（2014AA01A704，2014AA01A706，2015AA01A701）；國家自然科學(xué)基金（61531009，61271164，61471108，61201266，61501093）；國家科技重大專項(xiàng)（2014ZX03003001- 002）資助課題