考慮同步與均衡的數(shù)字電視地面?zhèn)鬏斚到y(tǒng)設(shè)計(jì)

王仙強(qiáng)， 郭里婷， 吳林煌， 李 停

(福州大學(xué)物理與信息工程學(xué)院， 福建 福州 350116)

考慮同步與均衡的數(shù)字電視地面?zhèn)鬏斚到y(tǒng)設(shè)計(jì)

王仙強(qiáng)， 郭里婷， 吳林煌， 李 停

(福州大學(xué)物理與信息工程學(xué)院， 福建 福州 350116)

提出一種基于數(shù)字電視地面廣播傳輸標(biāo)準(zhǔn)(DTMB)的同步和均衡系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方案. 系統(tǒng)經(jīng)過(guò)初同步后， 針對(duì)頻偏估計(jì)復(fù)雜度高、 計(jì)算量大， 提出一種精簡(jiǎn)的基于累加算法的頻偏細(xì)估計(jì)方案， 并根據(jù)累加模值的大小判定來(lái)應(yīng)對(duì)突發(fā)頻偏. 然后通過(guò)對(duì)同步后幀體數(shù)據(jù)和當(dāng)前信道估計(jì)值的并行處理， 捕獲及處理定時(shí)同步和信道估計(jì)間的影響. 仿真表明： 在多徑信道下， 該系統(tǒng)具有良好的同步和均衡性能， 并能對(duì)突發(fā)情況作出相應(yīng)處理.

數(shù)字電視地面廣播傳輸標(biāo)準(zhǔn)； 頻偏估計(jì)； 定時(shí)同步； 信道估計(jì)； 均衡

0 引言

數(shù)字電視地面廣播傳輸系統(tǒng)中多載波模式(DMB-TH)采用了時(shí)域同步正交頻分復(fù)用( TDS-OFDM) 技術(shù)， 對(duì)同步要求較為苛刻. 對(duì)于DMB-TH系統(tǒng)而言， 載波頻偏和采樣時(shí)鐘偏差均會(huì)引入子載波間干擾(ICI)、 碼間干擾(ISI)， 而惡劣的傳輸信道也會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的碼間干擾(ISI). 已有的一些頻偏估計(jì)算法雖然復(fù)雜度低但是估計(jì)精度也低， 無(wú)法滿足系統(tǒng)要求[1]； 有的算法雖然估計(jì)精度和估計(jì)范圍達(dá)到系統(tǒng)要求， 但存在復(fù)雜度過(guò)高的缺陷[2]. 據(jù)此， 提出一種精簡(jiǎn)的基于累加的頻偏細(xì)估計(jì)方案， 具有計(jì)算量小、 復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn).

對(duì)于DMB-TH系統(tǒng)的同步和均衡， 已經(jīng)有相關(guān)文獻(xiàn)的研究. 但是或者僅單獨(dú)研究同步算法[3]， 未考慮多徑信道對(duì)定時(shí)估計(jì)的影響； 或者僅分別對(duì)同步、 信道估計(jì)和均衡進(jìn)行研究[4-5]， 沒(méi)有對(duì)同步和均衡系統(tǒng)進(jìn)行整體銜接設(shè)計(jì). 在參考已有算法的基礎(chǔ)上， 考慮各個(gè)同步和均衡算法間的影響， 提出一種基于DMB-TH的同步和均衡系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案， 并通過(guò)對(duì)信道估計(jì)結(jié)果的處理判定， 使定時(shí)同步更加穩(wěn)定.

1 DMB-TH系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)

圖1 信號(hào)幀結(jié)構(gòu)(模式1)Fig.1 Structure of signal frame(Mode 1)

我國(guó)數(shù)字電視地面?zhèn)鬏斚到y(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)基本傳輸單元為信號(hào)幀， 由包含Nc=3 780個(gè)符號(hào)的幀體和幀頭組成. 幀頭分為3種模式， 多載波系統(tǒng)采用模式1和模式3， 單載波系統(tǒng)采用模式2. 以模式1為例， 如圖1所示， 幀頭長(zhǎng)度Nfhead=420， PN(pseudo-noise)序列長(zhǎng)度LPN=255， 前同步為82個(gè)符號(hào)， 后同步為83個(gè)符號(hào)， 信號(hào)幀長(zhǎng)度Nframe=4 200. 模式3結(jié)構(gòu)類(lèi)似.

2 同步和均衡系統(tǒng)設(shè)計(jì)

同步和均衡系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)框圖如圖2所示[6]. 數(shù)字中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)下變頻模塊后先進(jìn)行定時(shí)調(diào)整， 將輸入的4倍過(guò)采樣(30.4 MB·s-1)序列恢復(fù)成4倍符號(hào)率(30.24 MB·s-1)序列， 再進(jìn)入后續(xù)的同步環(huán)節(jié)， 最后將估計(jì)的幀頭模式、 已同步信號(hào)幀及其對(duì)應(yīng)的PN序列送入信道估計(jì)及均衡模塊.

圖2 同步和均衡系統(tǒng)框圖Fig.2 Block diagram of synchronization and equalization system

2.1 系統(tǒng)粗同步

接收信號(hào)經(jīng)過(guò)初步采樣處理后， 得到4倍下采樣后的數(shù)據(jù). 首先采用文獻(xiàn)[7]提出的方法進(jìn)行幀頭模式檢測(cè)和幀頭位置粗估計(jì)， 然后將估計(jì)出的幀頭模式和幀頭位置先分別送入PN序列發(fā)生器和頻偏粗估計(jì)模塊. 此時(shí)， 信號(hào)存在較大頻偏， 采用一種變步長(zhǎng)變累加窗長(zhǎng)度掃頻算法進(jìn)行頻偏粗估計(jì)[8].

2.2 定時(shí)同步

經(jīng)過(guò)粗同步和頻偏校正后， 首先進(jìn)行幀頭相位捕獲和幀頭位置細(xì)估計(jì). 將定時(shí)調(diào)整后的4倍符號(hào)率數(shù)據(jù)與本地PN序列滑動(dòng)互相關(guān)， 根據(jù)相關(guān)輸出的峰值位置就可以估計(jì)出信號(hào)幀的PN序列相位和幀頭位置[9]. 然后啟動(dòng)采樣細(xì)同步環(huán)路， 包括定時(shí)誤差檢測(cè)環(huán)節(jié)和定時(shí)調(diào)整環(huán)節(jié). 這里, 采用定時(shí)誤差提取器、 環(huán)路濾波器和環(huán)路鎖定器結(jié)合的方式進(jìn)行定時(shí)誤差檢測(cè)[10]， 并將結(jié)果送入內(nèi)插控制器, 求得定時(shí)調(diào)整模塊所需的內(nèi)插步長(zhǎng)[11-12]， 定時(shí)調(diào)整模塊根據(jù)幀頭位置和內(nèi)插步長(zhǎng)對(duì)信號(hào)幀進(jìn)行內(nèi)插調(diào)整.

2.3 頻偏細(xì)估計(jì)

當(dāng)系統(tǒng)采樣同步穩(wěn)定后， 就可以進(jìn)行頻偏細(xì)估計(jì)了. 文獻(xiàn)[13]采用D-space算法(differential-space)和相干AFC算法(auto-frequency-control)同時(shí)進(jìn)行估計(jì)的方法.

2.3.1 D-space算法和相干AFC算法結(jié)合

假設(shè)忽略噪聲和多徑干擾的影響， 可得所估計(jì)的頻偏如式(1)所示：

其中：c(n)為經(jīng)過(guò)定恢復(fù)后的單倍符號(hào)率的任一幀的幀頭序列， 由式(1)可算得該算法的歸一化頻偏估計(jì)范圍， 模式1約為(-7.4, 7.4)， 模式3約為(-3.7, 3.7).

在上述基礎(chǔ)上， 再同時(shí)進(jìn)行更為精細(xì)的相干AFC算法. 該算法先取出間隔為lNframe， 長(zhǎng)為Nc的幀頭序列c(n)和c(n+lNframe)分別與本地對(duì)應(yīng)的PN序列進(jìn)行逐點(diǎn)共軛相乘：

再對(duì)上述兩式進(jìn)行相關(guān)， 可得頻偏估計(jì)值：

2.3.2 基于累加的改進(jìn)算法

由于相干AFC算法需要進(jìn)行相干運(yùn)算， 計(jì)算復(fù)雜， 不利于實(shí)現(xiàn)， 根據(jù)已有的一種累加算法[14]， 基于DMB-TH系統(tǒng)對(duì)其進(jìn)行改進(jìn)， 并使其能夠與D-space算法進(jìn)行結(jié)合. 具體算法如下， 分別對(duì)式(3)～(4)進(jìn)行累加可得：

其中：

同理可得：

由式(6)～(7)可得：

2.3.3 一種改進(jìn)的頻偏細(xì)估計(jì)模塊設(shè)計(jì)方案

對(duì)于D-space算法和相干AFC算法結(jié)合的方案， 為應(yīng)對(duì)突發(fā)頻偏的情況， 需要同時(shí)運(yùn)行兩種算法得到兩個(gè)估計(jì)值， 用于檢測(cè)頻偏是否超出算法的估計(jì)范圍. 兩種算法同時(shí)運(yùn)行， 會(huì)導(dǎo)致資源的更大消耗， 并且相干AFC算法計(jì)算復(fù)雜， 實(shí)現(xiàn)困難.

對(duì)此進(jìn)行改進(jìn)， 首先， 采用D-space算法進(jìn)行頻偏估計(jì)和校正， 使殘余頻偏位于基于累加的算法估計(jì)范圍內(nèi). 然后， 停止D-space算法， 切換為基于累加的算法進(jìn)行單獨(dú)估計(jì)和校正. 由式(6)可知, 兩序列和的模值與頻偏值Δf有關(guān)， 其總體大小隨頻偏增大而減小， 模值太小會(huì)加大噪聲的影響. 根據(jù)這一特性， 當(dāng)殘余頻偏曲線收斂后， 針對(duì)突發(fā)頻偏的情況， 設(shè)計(jì)一個(gè)頻偏估計(jì)判定模塊. 首先提取基于累加的頻偏細(xì)估計(jì)模塊中每一幀的序列和， 令模值閥值為α， 設(shè)判定條件為：

2.3.4 復(fù)雜度分析

設(shè)計(jì)的D-space算法與基于累加的算法結(jié)合的方案， 同一時(shí)刻僅需運(yùn)行一種頻偏細(xì)估計(jì)算法. 而對(duì)于D-space算法與相干AFC算法結(jié)合的方案， 需同時(shí)運(yùn)行兩種算法. 以模式1為例， D-space算法需要計(jì)算420次復(fù)數(shù)乘法和419次復(fù)數(shù)加法， 相干AFC算法需要計(jì)算420×3次復(fù)數(shù)乘法和419次復(fù)數(shù)加法， 基于累加的算法需要420×2復(fù)數(shù)乘法和419×2次復(fù)數(shù)加法. 系統(tǒng)穩(wěn)定后， 如表1所示， 所設(shè)計(jì)的方案相對(duì)于D-space算法與相干AFC算法結(jié)合的方案大約減少了一半的計(jì)算量； 運(yùn)用QuartusII 9.0工具在Altera公司的StratixII系列EP2S90F1020C4芯片上進(jìn)行FPGA實(shí)現(xiàn)， 該方案節(jié)省了一個(gè)相關(guān)模塊和4Nc個(gè)存儲(chǔ)單元， 并且該系統(tǒng)同一時(shí)刻只運(yùn)行一種頻偏細(xì)估計(jì)算法， 消耗能源更低.

表1 兩種算法對(duì)比

2.4 信道估計(jì)與均衡算法設(shè)計(jì)

對(duì)同步后的數(shù)據(jù)進(jìn)行進(jìn)行分離得到幀頭和幀體， 采用文獻(xiàn)[15]提出的改進(jìn)時(shí)域信道估計(jì)算法進(jìn)行信道估計(jì)， 并利用循環(huán)重構(gòu)(TCCR)技術(shù)對(duì)幀體重構(gòu)， 最后采用基于峰值失真準(zhǔn)則的頻域迫零均衡(ZF-FDE)進(jìn)行均衡. 同時(shí)， 定時(shí)同步的精確與否關(guān)系到所采用的信道估計(jì)方法的估計(jì)精確度[16]， 這里添加信道估計(jì)結(jié)果判定模塊， 其判定條件為：

其中：r為同步校正后信號(hào)幀的幀頭序列； PN為當(dāng)前幀對(duì)應(yīng)的本地幀頭序列；h為估計(jì)的信道時(shí)域響應(yīng)； *表示卷積；β為所設(shè)閥值. 當(dāng)上述條件成立時(shí)， 表明信道估計(jì)不準(zhǔn)確， 定時(shí)同步不理想， 切換系統(tǒng)狀態(tài)， 重新進(jìn)行幀頭位置細(xì)估計(jì)、 采樣同步和頻偏細(xì)估計(jì).

3 系統(tǒng)仿真結(jié)果

仿真所采用的參數(shù)： 幀頭模式1， 調(diào)制方式為4 QAM， 幀頭位置為2 344， 起始幀序號(hào)為3， 歸一化頻偏為-73， 信噪比為15 dB， 信號(hào)經(jīng)過(guò)Brazil B信道. 接收信號(hào)經(jīng)過(guò)系統(tǒng)后， 首先估計(jì)到正確的幀頭模式1， 幀頭粗估計(jì)位置為2 396， 偏頻粗估計(jì)為-76.673， 估計(jì)結(jié)果滿足下一步的細(xì)估計(jì)條件. 經(jīng)過(guò)幀頭相位捕獲和幀頭位置細(xì)估計(jì)， 估計(jì)得到起始幀頭序號(hào)為3， 幀頭位置為2 344， D-space頻偏細(xì)估計(jì)的歸一化殘余偏頻約為50 Hz. 在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步進(jìn)行頻偏細(xì)估計(jì)， 圖3為采用相干AFC算法和本文基于累加的算法得到頻偏細(xì)估計(jì)仿真結(jié)果， 可以看出， 本文算法在大量降低計(jì)算量和實(shí)現(xiàn)難度的情況下， 其估計(jì)性能與相干AFC算法基本一致， 殘余頻偏均約為2 Hz.

在系統(tǒng)穩(wěn)定后， 引入突發(fā)頻偏(8 kHz)， 如圖4所示. 根據(jù)式(9)計(jì)算得知其序列和的模值小于所設(shè)閥值， 判定條件成立. 由于突發(fā)頻偏在D-space算法估計(jì)范圍內(nèi)， 系統(tǒng)切換至D-space算法進(jìn)行估計(jì)校正后， 繼續(xù)切換回基于累加的頻偏細(xì)估計(jì)算法進(jìn)行估計(jì)跟蹤.

圖3 頻偏估計(jì)算法性能對(duì)比Fig.3 The contrast of frequency offset estimation algorithm performance

圖4 突發(fā)頻偏處理Fig.4 The processing of sudden frequency deviation

圖5 不同信道下的MSE比較Fig.5 The comparison of MSE under different channel

圖5是在不同信道和信噪比下， 其他仿真條件不變， 信號(hào)經(jīng)過(guò)該同步和均衡系統(tǒng)后得到的信道估計(jì)的均方誤差(MSE). 從圖中可以看出， MSE曲線隨著SNR的遞減， 基本呈現(xiàn)線性遞減， 在SNR=20 dB下， 其MSE均小于10-5， 其估計(jì)誤差主要受噪聲影響. 該系統(tǒng)無(wú)論是在Braizl信道下， 或者Rayleigh信道和TU信道下， 均有良好的信道估計(jì)性能.

圖6為信號(hào)經(jīng)過(guò)系統(tǒng)后， 均衡前后的星座圖. 其中, 圖(a)是信號(hào)經(jīng)過(guò)同步后， 但由于存在多徑信道的影響， 星座圖呈現(xiàn)相位旋轉(zhuǎn)和彌散現(xiàn)象. 圖(b)是在圖(a)的基礎(chǔ)上， 進(jìn)行信道估計(jì)和均衡后的星座圖， 由圖中可以看到， 對(duì)幀體進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)和均衡后， 消除了信道的影響， 均衡效果良好.

(a) 同步但未均衡

(b) 同步和均衡后

4 結(jié)語(yǔ)

針對(duì)DMB-TH系統(tǒng)的頻偏估計(jì)， 設(shè)計(jì)一種改進(jìn)的基于累加的頻偏估計(jì)方案， 將累加算法與D-space算法進(jìn)行結(jié)合. 同時(shí), 提出一種基于累加模值的突發(fā)頻偏應(yīng)對(duì)措施， 該方案解決了已有算法存在的計(jì)算量大、 估計(jì)速度慢、 耗費(fèi)資源多等缺點(diǎn). 并設(shè)計(jì)了一種基于DMB-TH的同步和均衡系統(tǒng)方案， 該方案分別考慮了各個(gè)頻偏算法的有序結(jié)合、 頻偏估計(jì)與定時(shí)估計(jì)間的影響、 定時(shí)估計(jì)與信道估計(jì)間的影響， 來(lái)進(jìn)行合理的銜接設(shè)計(jì). 仿真結(jié)果表明， 該系統(tǒng)在多徑信道下可以很好地實(shí)現(xiàn)同步和均衡. 同時(shí)， 能夠快速應(yīng)對(duì)突發(fā)頻偏及定時(shí)估計(jì)不良對(duì)信道估計(jì)的影響， 系統(tǒng)可靠性高.

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(責(zé)任編輯： 沈蕓)

Design of digital television terrestrial multimedia broadcasting system considering the synchronization and equalization

WANG Xianqiang， GUO Liting， WU Linhuang， LI Ting

(College of Physics and Information Engineering, Fuzhou University, Fuzhou, Fujian 350116, China)

In this paper, a synchronization and equalization system design scheme based on the digital television terrestrial multimedia broadcasting(DTMB) standards is presented.For the frequency offset estimation with high complexity and large amount of calculation, this paper presents a fine frequency offset estimation scheme based on accumulation after the initial synchronization.According to determine the size of cumulative value to deal with sudden frequency offset.Based on the parallel processing of the synchronous frame body data and current channel estimation value, we capture and manage the influence between timing synchronization and channel estimation. Simulations show that under multipath channel, the system has good performance of synchronization and equalization, and makes the corresponding processing to the emergency.

digital television terrestrial multimedia broadcasting; frequency offset estimation; timing synchronization; channel estimation; equalization

10.7631/issn.1000-2243.2015.04.0476

1000-2243(2015)04-0476-06

2014-09-06

郭里婷(1976-), 副教授， 博士， 主要從事圖像通信、 無(wú)線通信研究, guoliting@fzu.edu.cn

福建省高校產(chǎn)學(xué)合作科技重大項(xiàng)目(2012H6012)； 福州大學(xué)科技發(fā)展基金資助項(xiàng)目(2011-xq-29)

TN945

A