基于碳化硅器件的發(fā)射機高壓電源設(shè)計

高 超

(電子科技大學(xué) 成都 611731)

0 引言

大功率高壓電源在環(huán)境保護、雷達(dá)、科學(xué)研究、醫(yī)療等領(lǐng)域發(fā)揮著不可替代的重要作用，其使用范圍也在不斷的拓展，為滿足在新領(lǐng)域的現(xiàn)實需要，迫切要求提高其功率密度。在當(dāng)今世界體系的文明價值準(zhǔn)則中，在應(yīng)對非常規(guī)安全方面，迫切需要非致命性拒止武器系統(tǒng)(Non-Lethals Active Denial System)來防止恐怖分子、打擊海盜和應(yīng)對游行示威引發(fā)的騷亂(見圖1)，而高壓脈沖電源是系統(tǒng)能量的提供者，但遺憾的是傳統(tǒng)高壓電源的體積都很龐大，常常以立方米來量度，重量達(dá)到幾百公斤，這嚴(yán)重制約了武器系統(tǒng)的機動性，因而對其體積小型化的研究在當(dāng)下顯得十分必要。

近幾十年來，以碳化硅(SiC)和氮化鎵(GaAs)材料為代表的寬禁帶半導(dǎo)體器件的快速發(fā)展，為電源結(jié)構(gòu)的簡化提供了另外一種思路。同硅相比較，碳化硅具有十倍以上的臨界電場強度、三倍的禁帶寬度和導(dǎo)熱率，可以使碳化硅器件工作在更高的環(huán)境溫度下、工作頻率更高、單個器件的耐壓也更高，而導(dǎo)通電阻卻更小。結(jié)溫高和導(dǎo)通電阻小能有效減化散熱器的體積和復(fù)雜程度，而提高開關(guān)頻率能降低濾波大電容的使用個數(shù)和減小變壓器、電感的體積，顯著提高了電源的功率密度和效率［1］(如圖2所示)。2012年科銳推出了封裝型1700V碳化硅肖特基勢壘二極管(SiC-SBD)，并已經(jīng)有了商用的大功率碳化硅絕緣柵型場效應(yīng)管(SiC-MOSFET)模塊［2］，這為替代傳統(tǒng)上使用硅IGBT作為大功率高壓電源的主開關(guān)打下了基礎(chǔ)，有著劃時代的意義。

圖1 非致命拒止武器系統(tǒng)的應(yīng)用

本文提出了利用全碳化硅開關(guān)實現(xiàn)大功率高壓電源的一種新構(gòu)想，通過采用一對碳化硅半橋開關(guān)模塊和碳化硅二極管的串聯(lián)整流來實現(xiàn)高壓電源模塊的小型化集成。在設(shè)計過程中，結(jié)合簡易數(shù)學(xué)推導(dǎo)，充分利用了SABER軟件的強大仿真功能，輕松的完成了整個主電路的設(shè)計，驗證了仿真和理論計算高度的一致性。

1 主電路設(shè)計

硅IGBT是傳統(tǒng)大功率高壓電源的主開關(guān)管，整流輸出則使用高壓硅堆。無論是硅IGBT還是高壓硅堆，它們的工作結(jié)溫都很低，所需配備的散熱系統(tǒng)龐大而復(fù)雜。尤其是硅堆，反向恢復(fù)時間長，市場上高壓硅堆的使用頻率只有幾十千赫茲，還需封裝在變壓器油箱之中，通過液體的流動來散熱，使用相當(dāng)麻煩;而IGBT的關(guān)斷拖尾十分嚴(yán)重，導(dǎo)通電阻大，發(fā)熱量多，對于5kV-5kW量級的高壓電源而言，其典型工作頻率只有25kHz左右，這嚴(yán)重制約了大功率高壓電源工作頻率的提高，不利于大功率電感、高壓變壓器、高壓電容體積的減小和紋波的降低。

有相關(guān)資料指出，開關(guān)頻率提高十倍，電源功率密度增加一倍［3］。為了減小其體積，我們采用了以全碳化硅MOSFET加SiC-SBD的形式把開關(guān)頻率提高到了100kHz，即提高了四倍。日本的羅姆、美國的科銳［2］和 APEI［4］在碳化硅開關(guān)器件的研究上已經(jīng)取得了突破性的進展，APEI的MOSFET模塊甚至能做到1.2kV-225A，頻率可達(dá)到500kHz。我們采 用 了 科 銳 的 1.2kV -100A、型 號 為CAS100H12AM1的全碳化硅MOSFET半橋模塊(實物見圖3)，整流二極管則使用了反向最大耐壓1700V的C3D10170H。主電路采用成熟的全橋轉(zhuǎn)換器;為了充分利用碳化硅MOSFET模塊的高頻率開關(guān)特性，采取了串并聯(lián)諧振模式，主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。Vin表示直流供電電源，Q1/D1、Q2/D2、Q3/D3和 Q4/D4代表四個 MOSFET開關(guān)(兩對半橋)組成了一個全橋，Cs是串聯(lián)諧振電容，Cp是變壓器分布電容在原邊的折算值，Lr是諧振電感，T是高頻高壓變壓器，D5、D6、D7和 D8代表SiC-SBD串聯(lián)的高壓整流器，Cout是高壓輸出濾波電容，RL表示負(fù)載，n是變壓器變比。在圖4中，Q1/Q4與Q2/Q3交替導(dǎo)通，采用電流斷續(xù)工作方式的模式二［5］。全部工作狀態(tài)分解為8個時間段，前4段的等效電路如圖5所示，而后4段和前4段是對稱的工作狀態(tài)，所以不再畫出等效電路。

圖3 CAS100H12AM1實物圖

圖4 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖5 主電路在4個時間段的等效電路圖

第1段時間Lr-Cs正向諧振，Cp電壓不變，開關(guān)零電流開通;第2段時間Lr-Cs-Cp反向諧振，開關(guān)零電壓關(guān)斷;第3段時間Lr-Cs諧振，諧振方向不變，Cp電壓不變;第4段時間為斷續(xù)狀態(tài)。對于模式二，要求開關(guān)導(dǎo)通時，Cp電壓已經(jīng)上升到等效輸出電壓Ve(變壓器原邊電壓)。而在Cs-Cp電容的串聯(lián)回路中，流過兩個電容的電流相等，充電積分得到臨界式(1)。模式二的條件由式(2)約束。

2 設(shè)計難點解決

要提高高壓電源的開關(guān)頻率，有三個難點。第一、要設(shè)計出特征頻率很高的高變比變壓器，即變壓器漏感和寄生電容的乘積要小，必須滿足能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)的系統(tǒng)電路要求，同時要解決大功率變壓器的散熱問題。變壓器問題是制約開關(guān)頻率提高和升壓的主要障礙，因此采用了模塊化電源的方式，設(shè)計單個高壓模塊并進行串聯(lián)或并聯(lián)來實現(xiàn)高電壓大功率電源的(參考圖8)。在對模塊組合之前，首先要把各高壓模塊進行單獨封裝、做高壓絕緣處理，以防止打火，并聯(lián)的還要使用均流技術(shù)。對于高壓變壓器和高電位變壓器分別要按照式子⑶、⑷來確定它的試驗電壓USD，式中Ug是工作電壓，UO為變壓器所處的直流電位。

圖6 二極管串聯(lián)時的等效分布參數(shù)圖

第二個難點就是要解決二極管串聯(lián)的均壓問題。傳統(tǒng)的硅堆結(jié)電容Cr太大，反向恢復(fù)時間長，發(fā)熱量大，高頻率下需要散熱器散熱才能正常工作。因此采用多個反向電壓1700V的大電流SiC-SBD進行串聯(lián)整流。但是二極管的高壓串聯(lián)存在對地寄生電容Ce和對高壓端寄生電容Ch的影響(見圖6)［6］，從而造成二極管“U”形電壓串，要在一定程度上做均壓處理。通過在相對較低的輸出高壓下測出串聯(lián)的各二極管的兩端電壓，用公式［6］計算出它們的寄生參數(shù)，然后通過并聯(lián)電阻或者并聯(lián)電容來實現(xiàn)均壓。

第三個難點是高頻率開關(guān)下的大功率MOSFET的快速驅(qū)動、高低壓電氣隔離和在高溫下能保障正常工作的問題。采用能輸出高峰值電流的驅(qū)動器件IXDD614CI，并且用CPLD來控制，用寬帶脈沖變壓器進行隔離。對于主電路的連接則使用了疊層銅排技術(shù)來減小高頻大電流所帶來的趨膚效應(yīng)。

在確定開關(guān)頻率和設(shè)計主電路參數(shù)時，首先從變壓器著手，以變壓器特征頻率來決定開關(guān)頻率和設(shè)計串并聯(lián)諧振參數(shù)。

3 仿真和結(jié)果

在文獻［5］中，對串并聯(lián)諧振開關(guān)模式進行了詳細(xì)的數(shù)學(xué)推導(dǎo)，并分別給出了簡易控制和優(yōu)化控制的方法，對于優(yōu)化控制只能局限于使用解析法。而根據(jù)仿真經(jīng)驗，通過簡易計算，再利用SABER軟件進行快速仿真來驗證主電路設(shè)計的正確性也是可靠的。

取并聯(lián)諧振電容Cp為變壓器分布電容在原邊的等效值，假設(shè)一個開關(guān)周期T由串聯(lián)諧振周期T1和串并聯(lián)諧振周期T2相加而成，即令第3和第4段時間為零，有:

則:T=T1+T2。在文獻［5］中有式子:

其中iLr(max)是串聯(lián)諧振電流的最大值，Z0為串聯(lián)諧振阻抗，Vin為全橋輸入直流電壓，Ve為全橋輸出在變壓器原邊的等效電壓，VCs0為第一個開關(guān)開啟時串聯(lián)諧振電容Cs兩端的初始電壓。另外在區(qū)間T/2內(nèi)，只有在區(qū)間0～T1/2中才為輸出貢獻能量，所以:

其中Io為高壓直流輸出電流，n為變壓器變比，Ie為T/2時間段內(nèi)平均電流。根據(jù)大量的仿真經(jīng)驗知道-Ve-VCs0的值很小，在仿真時忽略不計，所以令它為零，這樣處理后把式⑺和⑻合并成一個改為:

至此可以總結(jié)出:根據(jù)變壓器特征頻率，就確定了開關(guān)周期T，如果假定T1，則可以聯(lián)立解式(5)和(9)求出Lr和Cs的值，得到優(yōu)化控制方式的近似諧振參數(shù)，然后再通過仿真的形式稍加調(diào)整串聯(lián)諧振周期T1即可。

設(shè)計變壓器輸出功率5kW，原邊電壓430V，輸出電壓5kV，變比12，其使用特征頻率為100kHz。對于三相輸入，整流后Vin=500V。通過前期對簡易控制進行仿真(取T1=T/2=5μs)，變壓器的漏感和分布電容符合串并聯(lián)諧振電路的設(shè)計要求。為了降低開關(guān)的電流應(yīng)力，對電路重新進行優(yōu)化設(shè)計，在保證不發(fā)生直通危險的前提下，增加了貢獻能量的區(qū)間長度T1/2=3．4μs。因此減短了開關(guān)的安全關(guān)斷區(qū)間長度(T2/2)到 1．6μs，把 T=10μs、T1=6．8μs代入式(5)和式(9)得:

通過(10)和(11)式子解出:Cs≈ 0.063μF，Lr≈18.6μH。

開關(guān)驅(qū)動信號脈寬為4μs，通過saber仿真主電路，如圖7所示，電感的諧振電流波形i(Lr)、串聯(lián)諧振電容的電壓波形V(Cs)和并聯(lián)諧振電容的電壓波形V(Cp)(即輸出電壓)都很滿足設(shè)計要求。仿真結(jié)果顯示:電感最大諧振電流約為28A，逆變器等效輸出電壓 Ve≈443．3V ，VCs0≈-426．8V ，串聯(lián)諧振周期約為6．82μs，與計算值基本一致。

最后將多個高壓模塊串起來，合并共用一對半橋開關(guān)，其仿真結(jié)果如圖8所示，輸出35kV-1A，通過開關(guān)的峰值電流約196A，小于開關(guān)最大脈沖電流的安全值。

4 結(jié)束語

碳化硅MOSFET和SBD開關(guān)具有結(jié)溫高、耐壓高、導(dǎo)通電阻小、無關(guān)斷拖尾和無反向恢復(fù)時間等優(yōu)異特性，在大功率高壓電源中采用它們，可提高開關(guān)頻率，減小變壓器、電容器的體積，弱化紋波影響，能大幅度降低系統(tǒng)損耗和簡化散熱系統(tǒng)，最終可以很好的實現(xiàn)系統(tǒng)設(shè)備的集成小型化。工程實現(xiàn)的難點在于大功率高壓變壓器的設(shè)計。

圖7 主電路的仿真圖

圖8 多個高壓模塊串聯(lián)的仿真

［1］Mikael Ostling，Reza Ghandi and Carl-Mikael Zetterling.SiC power devices-present Status，applications and future perspective［C］.Proceedings of the 23rd International Symposium on Power Semiconductor Devices＆IC’s，2011，10-15.

［2］http://www.cree.com/Power/Landing-pages/module-products

［3］鄭新，李文輝，潘厚忠.雷達(dá)發(fā)射機技術(shù)［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2006，297.

［4］http://www.apei.net/products/ape-ht-2000.aspx

［5］ 劉軍.LCC-SPRC高壓高頻大功率電除塵電源的理論分析與功率參數(shù)設(shè)計［D］.浙江:浙江大學(xué)，20-23.

［6］張仁豫，陳昌漁，王昌長.高電壓試驗技術(shù)［M］.北京:清華大學(xué)出版社，2009，237-241.