電磁探頭的瞬變發(fā)射電流采集電路設(shè)計

張守偉，臧德福，管林華，侯偉東

(1.勝利油田博士后科研工作站，山東東營 257096;2.中石化勝利石油工程有限公司測井公司，山東東營 257096)

0 引言

在油田測井領(lǐng)域，以瞬變電磁理論為原理的電磁探傷測井技術(shù)實現(xiàn)了對油管、套管損害狀況進行測試［1］。在油田測井服務(wù)中成熟的儀器有俄羅斯EMDS－TM－42T和俄羅斯MID－K儀器，近年，瞬變電磁探測技術(shù)逐步向套管外延伸，可穿透套管進行管外電阻率的測量［2］，發(fā)展為瞬變電磁法過套管電阻率測井這一新的技術(shù)。

瞬變電磁儀器的核心部件之一是電磁探頭，由于井眼尺寸的限制，發(fā)射線圈和接收線圈繞制在同一個骨架上，并裝入磁性材料，制作在一起稱為電磁探頭。進行探頭制作，電磁探頭性能直接影響測量信號的質(zhì)量，對電磁探頭的電性特征進行實驗測試時，探頭發(fā)射電流需要實時監(jiān)測。另外，研制瞬變電磁儀器也需要對電磁探頭的發(fā)射電流進行實時測量，作為一個重要的儀器測量數(shù)據(jù)上傳。為此，本文針對電磁探頭發(fā)射電流的采集設(shè)計了電路系統(tǒng)，實現(xiàn)方法是通過大功率電阻把電流信號進行取樣，輸入到運算放大器放大為可測量的電壓模擬信號，再經(jīng)過線性光耦隔離變換最終輸出到單片機A/D端口進行實時采集。

1 串入電阻實現(xiàn)電流取樣

瞬變電磁儀器發(fā)射的信號是周期性重復(fù)的雙極性脈沖，雙極性脈沖激勵波形有矩形波、半正弦波和梯形波等。在測井中，探傷儀器使用雙極性矩形波。雙極性矩形脈沖的發(fā)射頻率是每秒產(chǎn)生的矩形脈沖數(shù)，周期為T的脈沖序列，則發(fā)射頻率f=1/T。雙極性脈沖通過H橋電路進行發(fā)射，直流電源加載于H橋上端，H橋下端接地，發(fā)射線圈的2個引線連接在橋壁上，正向和反向發(fā)射時分別控制2個電子開關(guān)，使電流在探頭上正向和反向流動，雙極性矩形波形是發(fā)射線圈兩端的電壓波形。加載于發(fā)射線圈的電壓幅值為H0，寬度d是發(fā)射線圈電流導(dǎo)通時間，如圖1所示。

瞬變發(fā)射頻率非常低，探傷儀器發(fā)射頻率選擇超低頻，頻率f范圍在0.1～300 Hz。H橋發(fā)射系統(tǒng)的電子開關(guān)器件的開通時間、關(guān)斷時間非常短，一般在μm級別［3］。開關(guān)的快速性保證矩形波脈沖盡可能發(fā)生小范圍崎變。針對這種低頻率雙極性矩形波形進行電流取樣時可采用磁耦合方式、串入電阻等方式。

圖1 雙極性矩形發(fā)射波形及H橋發(fā)射原理

磁耦合方式使用電流傳感器模塊獲取采樣電流，將直流、交流、脈動電流等信號轉(zhuǎn)換為一定信號大小的輸出電流，這種方式的優(yōu)勢是把取樣信號與發(fā)射電路隔離，缺陷是采集的發(fā)射波形容易發(fā)生畸變，與真實波形相比有一些差異［4］。磁耦合實現(xiàn)手段限制了電流傳感器的電壓變化率跟不上關(guān)斷波形的快速變化，主要表現(xiàn)在真實的發(fā)射電流波形在經(jīng)過耦合變換后被變形，還形成了較大的過沖。

為了高速、準(zhǔn)確、不失真地記錄發(fā)射電流關(guān)斷波形，在發(fā)射線圈中串入大功率電阻能夠很好的解決電流傳感器采樣的信號變形問題，可真實地反映發(fā)射波形，通過取樣電阻的合理選取和前端放大電路的合理設(shè)計，就能夠在A/D芯片輸入端上獲得比較干凈的發(fā)射電流波形。這種方法存在的缺陷是串入了電阻增加了發(fā)射功率損耗。

經(jīng)過對俄羅斯EMDS探傷測井儀實驗測試后得知長軸探頭A發(fā)射線圈電阻在3 Ω左右，發(fā)射電源為3 V，由于開關(guān)器件壓降損耗，實際加載于發(fā)射線圈的電壓幅值H0為1.5 V左右。正向發(fā)射、正向等待、反向發(fā)射、反向等待時間都為120 ms，一個完整周期的持續(xù)時間為480 ms，計算出脈沖信號的工作頻率為2.08 Hz.發(fā)射線圈的最大電流為1.7 A［5］。

針對瞬變電磁測井發(fā)射波形的電性特征，并參考電磁探傷儀器的發(fā)射參數(shù)，本次設(shè)計采用串入電阻的方法進行取樣。發(fā)射電流大小主要由開關(guān)器件的內(nèi)阻、探頭負載的阻值來決定，電阻串入發(fā)射線圈電路中，阻值越小使越有利于提升探頭的發(fā)射性能，但是阻值太小會使得取樣信號分辨率低，電阻值越大取樣信號信噪比越高，測量越容易實現(xiàn)，取樣電阻阻值的選擇會對發(fā)射效果產(chǎn)生重大影響［6］，實驗中取樣電阻的選擇要小于發(fā)射線圈阻值。另外，低頻發(fā)射時時間寬度d越長，在電阻上消耗的能量越多，考慮能量消耗需要串入大功率電阻。本次電路設(shè)計中，放大器的供電電源為5 V，發(fā)射電源為0～5 V可調(diào)，設(shè)計最大發(fā)射電流為3 A，取樣電阻可選用1 Ω(或0.5 Ω)、功率5 W以上鋁殼電阻、水泥電阻等。

2 電流采集電路設(shè)計

瞬變電磁測井儀器接收線圈的時間記錄點以ms為時間點進行記錄，由于發(fā)射時關(guān)斷時間在μs級，關(guān)斷過程對接收線圈的影響可忽略，發(fā)射電流進行采集時不需要對關(guān)斷波形進行嚴(yán)格的記錄。設(shè)計采集電路原理如圖2所示。

圖2 發(fā)射電流采集電路

圖中器件E是H橋發(fā)射電路，取樣電阻R9為1 Ω/5 W的水泥電阻，串接在H橋上端，為了減小開關(guān)過程的信號干擾，取樣電阻兩端并入濾波電容C3。H橋進行發(fā)射時導(dǎo)通內(nèi)阻較小，使得流經(jīng)R9的電流較大，在R9兩端形成可測量的電位差，而H橋?qū)P(guān)閉時，發(fā)射電源經(jīng)過R9、R11、R12流向地，由于R11和R12的阻值非常大，R9電流非常小，兩端的電位差接近與零。

圖中運放選型為OP284芯片，2個放大器從左到右分別構(gòu)成減法器和加法器。R9電阻取樣的電壓信號進入第一個運放，電阻R10、R13和R11、R12與運放組合形成差分式放大電路，實現(xiàn)了對R9兩端電壓的減法運算［7］。電路中選擇電阻值滿足R12/R11=R13/R10，C點電壓由式(1)簡化計算，Δu是R9兩端形成的電位差。

第二個運放進行加法功能運算，C點到D點利用加法器實現(xiàn)了反向放大，R14和R15阻值相等，使得D點電位和C點符號反向，數(shù)值相等。D點電壓由式(2)計算。

D點電位uD是表征電流強度的電壓模擬信號，可以用AD芯片測量采集，本文研究選用的是ARM7處理器，芯片LPC214x具備A/D端口，電壓模擬信號可直接接到處理器A/D端口編程進行信號采集。在電路設(shè)計中為了讓發(fā)射電路和CPU處理器電路之間減小共地干擾，二者采取了隔離處理措施。為此，D點電位還需要進行隔離變換才能進行采集。

圖3 線性光耦進行直流信號變換原理圖

發(fā)射頻率選擇超低頻，也即指H橋開關(guān)頻率非常低，開通和關(guān)閉時R9取樣信號都是直流信號，D點形成直流電壓信號。進行直流信號隔離一個比較好的選擇是使用線性光耦，線性光耦的隔離比普通光耦的單發(fā)單收模式多了1個反饋電路，電路設(shè)計要充分考慮器件內(nèi)部工作電流限值。HCNR201芯片應(yīng)用較為廣泛，針對此芯片的外圍電路設(shè)計如圖3所示，芯片1、2引腳作為隔離信號的輸入，3、4引腳用于反饋，5、6引腳作為輸出，運放選型為OP284芯片。

根據(jù)芯片手冊得知K3受溫度影響而微小變化，K3數(shù)值接近于1，電阻選擇是 R2=R1，使得電路只隔離不放大。HCNR201器件的3和4、5和6引腳內(nèi)部電流限制在5 nA～50 μA之間，在5 V電源時，通過計算為 R2=R1=5 V/50 μA=100 kΩ。電阻R1、R2如選擇不當(dāng)會對影響變換結(jié)果。器件的1和2引腳內(nèi)部推薦工作電流為25 mA，計算后R3=5 V/25 mA=200 Ω。由于光耦工作時會產(chǎn)生一些高頻的噪聲，增加電容進行濾波，具體電容的值由輸入頻率以及噪聲頻率確定，此處電容為經(jīng)驗值:C1=C2=0.001 μF。

3 ARM7處理器端口采集

ARM7處理器的LPC214x芯片內(nèi)置10位分辨率的A/D轉(zhuǎn)換器，單一測量通道的轉(zhuǎn)換速度非?？?，轉(zhuǎn)換速率在2.44 μs左右。ARM7芯片使用A/D功能模塊時，先要將測量該通道引腳設(shè)置為AINx功能。編程時需要對PINSEL寄存器相關(guān)位進行賦值，對ADCR寄存器設(shè)置ADC的工作模式、ADC轉(zhuǎn)換通道和轉(zhuǎn)換時鐘，并啟動ADC轉(zhuǎn)換?？赏ㄟ^查詢或中斷方式等待ADC轉(zhuǎn)換完畢，進行數(shù)據(jù)讀出處理。

本文設(shè)計把P0.21(AD1.6)管腳配置為A/D功能，通道號為6，工作頻率為1 MHz。程序判斷A/D轉(zhuǎn)換完畢后，A/D測量值到工程值的轉(zhuǎn)換計算依據(jù)式(4)和式(5)。

線性光耦模擬信號的變換關(guān)系如式(3)所示，輸出信號與輸入信號成正比，放大增益由K3、R1、R2共同確定。

式中:Vc為A/D轉(zhuǎn)換值;V0為校準(zhǔn)零點值;Va為A/D參考電壓，mV;Vs為R9兩端實際電壓值，mV;Kc為增益矯正系數(shù);Is為實際電流值，mA;Ks為轉(zhuǎn)換系數(shù)，當(dāng)R9=1 Ω時，Ks=1。

信號在電路傳遞過程不可避免的存在誤差，軟件編程時要進行必要的修正，計算過程用到Kc、V0參數(shù)，這兩個參數(shù)通過刻度得到?？潭冗^程，提供一個標(biāo)準(zhǔn)電流源，使得電流流過電阻R9，電流Is=0時，Vs=0，進行A/D采集，根據(jù)式(4)得知零點時，V0=Vc;然后加大發(fā)射電流到到滿量程，根據(jù)滿量程時的實際值Is計算得到Vs，進行A/D采集，把零點值V0、實際值Vs、采集值Vc代入式(4)、式(5)，在滿量程時計算得到Kc。經(jīng)過零點和滿量程兩端刻度后，模擬信號在這之中變化，測試值等于實際值。

4 實驗測試

發(fā)射電源為5 V，H橋電路由三極管組成，控制三極管的通斷進行雙極性矩形波發(fā)射，示波器4個探頭1、2、4、3分別夾在圖2中的A、B、C、D 4個點，探頭地與電路地相連，記錄的電壓波形如圖4所示，圖右側(cè)標(biāo)注的數(shù)字1、2、4、3依次代表示波器4個探頭號(探頭1、探頭2、探頭4、探頭3)。4個波形的關(guān)系符合減法運算:波形1－波形2=波形4，波形3=0－波形4。從圖中看出，測量信號都是單極性矩形波，發(fā)射線圈上產(chǎn)生雙極性矩形波是因為參考電位為發(fā)射線圈的一端，而不是零電位。

H橋進行信號發(fā)射時，R9有電流通過，波形1、波形2電壓值變低，波形4電壓值呈現(xiàn)負值，波形3是波形4的倒向，呈現(xiàn)正值;當(dāng)H橋關(guān)斷時，R9電流非常小可忽略為0，此時波形1波形、2電壓值變高，波形4和波形3為0。電流在電阻R9流動形成的電位差由波形3來體現(xiàn)，電壓值大小代表了發(fā)射電流的大小。

針對線性光耦的轉(zhuǎn)換性能進行測試，輸入電壓加載于圖3中的R1輸入端(ADFS+)，測試圖3中的運放U6輸出端(P0.21_ADS)。測試過程室內(nèi)溫度為32.6℃，輸入電壓變換范圍是0～5 V。測試結(jié)果如圖5所示。

圖4 發(fā)射電流取樣得到單極性矩形波

圖5(a)是把圖3中的U6運放供電電源換為5 V，R2=R1=100 kΩ，從圖看出變換輸出值和輸入值成良好的線性關(guān)系。圖5(b)是U6運放供電電源換為3.3 V，R2=R1=100 kΩ和R2=R1=32 kΩ分別測試兩組數(shù)據(jù)，從R=100 kΩ線看出由于運放供電電源的限制，變換后輸出最大值為3.3V。當(dāng)R1、R2電阻變小后，從R=32 kΩ線看出變換后的最大輸出電壓明顯減小，電阻變小使得在最大輸出電壓(圖中1.8 V左右)時內(nèi)部工作電流超限，可見R1、R2阻值的選定對輸出結(jié)果影響巨大。

圖5 線性光耦信號變換測試

LPC214x芯片的電源電壓為3.3 V，A/D轉(zhuǎn)換參考電壓可為3.3 V，A/D轉(zhuǎn)換采樣時輸入信號不能大于電源電壓，這也就限制了線性光耦的電壓轉(zhuǎn)換范圍最大輸出為3.3 V。在進行探頭發(fā)射電流測試時，電流為3 A時取樣電阻R9產(chǎn)生的電壓差3 V，經(jīng)過減法和加法電路運算后，到線性轉(zhuǎn)換端(ADFS+)的輸入電平不大于3 V，從圖5(b)看出，運放使用3.3 V供電足夠。如測量最大值為5 A的電流，可降低采樣電阻R9的阻值(如取0.5 Ω)，或者根據(jù)式(1)把放大倍數(shù)減小等方法。

由于線性光耦受溫度的影響較大，當(dāng)測量電路對精度要求不是很高時，線性光耦進行隔離可以達到很好的效果。

5 結(jié)論

電流信號通過大功率電阻取樣，然后使用運放把取樣信號放大、線性光耦隔離變換、處理器采集處理等步驟，可采集到發(fā)射電流值，電路設(shè)計經(jīng)過實驗驗證可行。在實驗室中測試探頭的發(fā)射性能時，此電流采集電路可記錄儀器探頭發(fā)射電流變化，另外，在進行研制瞬變電磁測井儀器過程中相關(guān)電路設(shè)計可借鑒此種采集方案。

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