電網(wǎng)諧波產(chǎn)生高電壓工況下三電平變流器的諧波電流抑制

趙 宇，張 建，劉 剛，高亞春，李 龍，劉海旭(.許繼柔性輸電系統(tǒng)公司，河南 許昌 46000；.許繼風(fēng)電科技有限公司，河南 許昌 46000；. 國(guó)網(wǎng)新能源張家口風(fēng)光儲(chǔ)示范電站有限公司，河北 張家口 075000)

電網(wǎng)諧波產(chǎn)生高電壓工況下三電平變流器的諧波電流抑制

趙 宇1，張 建1，劉 剛1，高亞春2，李 龍3，劉海旭3
(1.許繼柔性輸電系統(tǒng)公司，河南 許昌 461000；2.許繼風(fēng)電科技有限公司，河南 許昌 461000；3. 國(guó)網(wǎng)新能源張家口風(fēng)光儲(chǔ)示范電站有限公司，河北 張家口 075000)

介紹了中點(diǎn)鉗位型三電平變流器的數(shù)學(xué)模型，分析了電網(wǎng)諧波條件下變流器諧波電流產(chǎn)生的原理。提出一種新型電網(wǎng)諧波下三電平變流器的諧波電流抑制方案，該方案采用α-β正負(fù)序解耦計(jì)算電網(wǎng)電壓基波前饋項(xiàng)，采用d-q正負(fù)序解耦進(jìn)行電流閉環(huán)控制，并引入電網(wǎng)電壓諧波經(jīng)P調(diào)節(jié)器作為電壓前饋項(xiàng)疊加至基波調(diào)制波進(jìn)行諧波電流抑制。Matlab仿真表明，所提控制策略比傳統(tǒng)的d-q正負(fù)序解耦控制，明顯改善了諧波電流含量。

三電平變流器；諧波電流抑制；正負(fù)序解耦；電壓前饋

0 引 言

近年來，隨著新能源發(fā)展的興起，中國(guó)風(fēng)力發(fā)電裝機(jī)容量達(dá)到世界第一。由于中國(guó)風(fēng)電多采用大規(guī)模、集中式分布，風(fēng)電機(jī)組的頻繁投切、控制系統(tǒng)不穩(wěn)定等現(xiàn)象均會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生擾動(dòng)，常發(fā)故障表現(xiàn)為電網(wǎng)諧波大、過欠壓波動(dòng)。下面研究電網(wǎng)諧波產(chǎn)生過壓條件下，三電平風(fēng)電變流器的控制運(yùn)行。

目前針對(duì)電網(wǎng)低次諧波下PWM變流器的控制，取得了不少的研究成果。這些方案主要分為兩大類：①改進(jìn)電流環(huán)控制方案，在α-β、d-q坐標(biāo)系下進(jìn)行正負(fù)序解耦，對(duì)諧波電流進(jìn)行抑制[1-3]，但這些方案都是單獨(dú)在α-β或單獨(dú)在d-q坐標(biāo)系下進(jìn)行正負(fù)序解耦。②對(duì)諧波電壓擾動(dòng)直接采集控制，通過采集電網(wǎng)電壓的諧波分量經(jīng)過P調(diào)節(jié)器作為前饋項(xiàng)，疊加至基波調(diào)制波以消除諧波電流[4]。

α-β正負(fù)序解耦采用帶通濾波器，在采集電壓、電流時(shí)，能夠較好地分離諧波分量，缺點(diǎn)是電流作為控制回路(采用PR控制器)損失了較大的帶寬，容易引起超調(diào)大且響應(yīng)速度慢[5]。d-q正負(fù)序解耦采用低通濾波器，采集電壓、電流時(shí)能夠獲取帶寬較大的電壓、電流，但卻只能對(duì)正負(fù)序基波分量進(jìn)行分離，無法分離諧波分量。

以三電平變流器為研究對(duì)象，綜合α-β、d-q正負(fù)序解耦的優(yōu)點(diǎn)，對(duì)傳統(tǒng)的d-q正負(fù)序解耦控制進(jìn)行改進(jìn)，提出一種新穎的諧波電流抑制方案：①舍棄傳統(tǒng)的d-q正負(fù)序解耦下計(jì)算電網(wǎng)基波的算法，改用α-β正負(fù)序解耦下獲取較精確的電網(wǎng)電壓基波，但仍在d-q正負(fù)序解耦下對(duì)電流環(huán)控制，以獲取較寬的控制帶寬。②同時(shí)，使用帶通濾波器采集電網(wǎng)電壓諧波分量，再通過P調(diào)節(jié)器疊加至基波調(diào)制波以消除諧波電流。

此方案的特點(diǎn)是，比α-β正負(fù)序解耦的電流控制帶寬大，同時(shí)又降低了d-q正負(fù)序解耦諧波電壓分量。Matlab仿真表明，此控制策略比傳統(tǒng)的d-q正負(fù)序解耦控制，大大降低了諧波電流含量。

1 NPC三電平變流器的原理

1.1 NPC三電平變流器的數(shù)學(xué)模型

NPC三電平PWM變流器在abc靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

Ldiadt=usa-iaR-uca
Ldibdt=usb-ibR-ucb
Ldicdt=usc-icR-ucc

(1)

式中，L、R為等效阻抗；us為電網(wǎng)側(cè)電壓；uc為三電平變流器交流側(cè)電壓。

圖1 三電平PWM變流器的等效電路圖

1.2 三電平變流器的常用控制策略

1.2.1d-q正負(fù)序解耦控制

d-q正負(fù)序解耦控制采用park變換得到正負(fù)序電壓、電流分量，并對(duì)d-q軸電流進(jìn)行閉環(huán)控制，特點(diǎn)是對(duì)諧波分量無法進(jìn)行抑制[6]。

如圖2所示，根據(jù)式(2)可得到的消除2倍頻諧波的正負(fù)序分量。

(2)

圖2 d-q正負(fù)序解耦原理圖

圖2中的LPF濾波為：F(S)=1/TSS+1。式中，TS=1/δω0；ω0為電壓基頻；δ為常數(shù)，取δ=0.707。

以下對(duì)正序d-q控制做簡(jiǎn)介。

對(duì)式(1)進(jìn)行3s/2r(三相靜止到兩相旋轉(zhuǎn))坐標(biāo)變換，可得三電平變流器在兩相同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。

Ldiddt=-Rid+ωLiq+usd-ud
Ldiqdt=-Riq-ωLid+usq-uq

(3)

式中，ud、uq為變流器交流側(cè)電壓的d、q軸分量；usd、usq為電網(wǎng)電壓的d、q軸分量。

將同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸定向于電網(wǎng)電壓矢量us的方向上，則d軸表示有功分量參考軸，而q軸表示無功分量參考軸。

將式(3)改寫為

(4)

式中，

Δuq=-ωLid

(5)

1.2.2 α-β正負(fù)序解耦控制

α-β正負(fù)序解耦采用Clarke變換得到正負(fù)序電壓、電流分量，并對(duì)α-β軸電流進(jìn)行閉環(huán)控制。

以下介紹采用復(fù)數(shù)濾波器(CCF)，即采用正序諧振(PSDR)控制器、負(fù)序諧振(NSDR)控制器對(duì)正負(fù)序分量進(jìn)行解耦。

正負(fù)序諧振控制器如式(6)所示。

GPSDR(S)=kiωcs-jω0+ωc
GNSDR(S)=kiωcs+jω0+ωc

(6)

式中，ω0為諧振頻率，取為電網(wǎng)電壓基頻；ωc為截止頻率；ki為增益系數(shù)。取ωc=300rad/s，ki=1.1。

如圖3所示，根據(jù)式(7)可得到的諧振控制器的正負(fù)序分量。

uα+β+=ωcuαβ-ωcuαβ+jω0uαβs
uα-β-=ωcuαβ-ωcuαβ+jω0uαβs

(7)

式中，uαβ為輸入電網(wǎng)電壓矢量；uα+β+與Uα-β-分別為正序與負(fù)序諧振控制器的電壓分量。

圖3 α-β正負(fù)序解耦原理圖

通過α-β正負(fù)序解耦，可以減少d-q坐標(biāo)變換，電流環(huán)控制則常在α-β坐標(biāo)系下進(jìn)行比例諧振(PR)控制。但PR控制器僅能對(duì)基頻附近的帶寬進(jìn)行較好的控制，對(duì)基頻以外的擾動(dòng)控制效果較差，且PR的積分運(yùn)算時(shí)間較長(zhǎng)，易造成超調(diào)大、響應(yīng)慢。

2 三電平變流器的諧波電流抑制策略

2.1 電網(wǎng)諧波下諧波電流產(chǎn)生的機(jī)理

2.1.1 d-q正負(fù)序解耦控制

d-q正負(fù)序解耦控制，會(huì)在電網(wǎng)發(fā)生諧波下會(huì)產(chǎn)生較大的諧波電流。

對(duì)于d-q正負(fù)序基波電壓下的式(4)，疊加上諧波電壓、電流條件可表達(dá)為

ud=ud-base+(-ωLiqn+usdn)+pidn
uq=uq-base+(-ωLidn+usqn)+piqn

(8)

式中，ud、uq為變流器交流側(cè)d-q電壓；ud-base、uq-base為變流器交流側(cè)基波電壓d-q分量；udn、uqn為d-q變換后采集的諧波電壓；idn、iqn為諧波電流；pidn、piqn為PI控制諧波電流時(shí)產(chǎn)生的諧波電壓。

由式(8)可見，諧波電流由3部分組成。

(1)網(wǎng)諧波電壓在三相負(fù)載RL上直接產(chǎn)生的諧波電流，iqn1=udn/ωnL，idn1=-uqn/ωnL。

(2)d-q正負(fù)序解耦得到的電壓前饋項(xiàng)與電流解耦項(xiàng)，形成新的諧波電壓分量，即式(8)中的-ωLiqn+usdn、-ωLidn+usqn，會(huì)產(chǎn)生諧波電流idn2、iqn2。

(3)PI控制器輸出了諧波電壓，即式(8)中的pidn、piqn，會(huì)產(chǎn)生諧波電流idn3、iqn3，比較小可以忽略不計(jì)。具體解釋如圖4。

根據(jù)3.1節(jié)的PI參數(shù)，其Bode圖如圖4所示。

圖4 PI控制器的伯德圖

PI控制器從低帶寬到高帶寬呈衰減趨勢(shì)，在307/2/pi=48.8Hz基本穩(wěn)定于-13.6db。說明PI能夠?qū)?8.8Hz的輸入產(chǎn)生增益并進(jìn)行控制，無法對(duì)大于48.8Hz的諧波電流進(jìn)行有效控制。

2.1.2 α-β正負(fù)序解耦控制

α-β正負(fù)序解耦控制，在電網(wǎng)發(fā)生諧波下會(huì)產(chǎn)生較大的諧波電流，其諧波電流包括如下兩部分。

(1)α-β正負(fù)序解耦控制，雖然能夠較好地濾除諧波電壓、電流分量，解耦變換未引起新的諧波電壓，但是也無法對(duì)電網(wǎng)諧波電壓、電流進(jìn)行采樣、控制。

(2)PR控制器無法對(duì)基頻外的諧波電流進(jìn)行控制。常見的PR控制器的Bode圖如圖5所示。

圖5 PR控制器的伯德圖

PR控制器在基頻處的增益最大，在非基頻處的增益非常小。說明PR控制器能夠?qū)?0Hz的輸入產(chǎn)生增益并進(jìn)行控制，但無法有效抑制電網(wǎng)非基頻處的諧波。

α-β正負(fù)序解耦控制下，其諧波電流主要是由電網(wǎng)諧波電壓在等效三相負(fù)載RL上產(chǎn)生的諧波電流。

2.2 改進(jìn)d-q正負(fù)序解耦的諧波控制方案

綜合了α-β、d-q正負(fù)序解耦控制、諧波電壓前饋補(bǔ)償三種技術(shù)，提出一種改進(jìn)d-q正負(fù)序解耦的諧波電流抑制方案，如圖6所示。

圖6 諧波電流抑制方案框圖

(1)按照?qǐng)D3原理使用α-β正負(fù)序解耦控制，獲得電壓正負(fù)序基波分量、相角。

(2)按照?qǐng)D2的原理使用d-q正負(fù)序解耦控制，獲得電流分量并進(jìn)行閉環(huán)控制。

(3)經(jīng)過(1)、(2)控制諧波電流只剩下電網(wǎng)電壓諧波產(chǎn)生的分量，采用諧波電壓前饋補(bǔ)償技術(shù)，引入電壓前饋項(xiàng)經(jīng)P調(diào)節(jié)器，進(jìn)行諧波電流抑制[7-9]。

3 仿真研究

3.1 仿真參數(shù)

此三電平變流器的系統(tǒng)參數(shù)如下。

電網(wǎng)線電壓3 kV(RMS)，頻率50 Hz，等效電阻R=0.03 Ω。LCL濾波器，Lg=1 mH，Lcon=0.5 mH，C=80 μF。直流母線電容C1=C2=1 200 μF，電壓指令Udc*=5 400 V。額定電流Ie=577 A(RMS)。開關(guān)頻率fs=200 Hz。PI參數(shù)，Kp=0.5，Ki=12。

3.2 仿真結(jié)果

3.2.1 傳統(tǒng)d-q正負(fù)序解耦控制

以下采用d-q正負(fù)序解耦控制，采用標(biāo)幺化方法，利用Matlab進(jìn)行仿真分析。

傳統(tǒng)d-q正負(fù)序解耦，在采集電網(wǎng)電壓基波、變流器電流時(shí)，均采用d-q正負(fù)序解耦，造成無法抑制電網(wǎng)電壓中諧波分量的后果。

圖7 傳統(tǒng)方法采集的電網(wǎng)電壓正序d-q分量

圖7中，在t=1 s前電網(wǎng)無諧波，在t=1 s后注入7%的7次電壓諧波分量。采集的電網(wǎng)電壓正序d-q分量出現(xiàn)0.07左右的8次諧波分量，無法消除電網(wǎng)中的諧波分量。

圖8中，在t=1 s，電網(wǎng)電壓注入7次諧波，變流器交流側(cè)輸出的ud、uq電壓含有8次諧波在0.1左右，參見式(8)。

圖8 傳統(tǒng)方法變流器交流側(cè)輸出的正序d-q電壓

圖9 傳統(tǒng)方法輸出的A相電流

圖10 傳統(tǒng)方法輸出A相電流的THD

圖9、圖10中，在t=1 s，電網(wǎng)電壓注入7次諧波， 變流器輸出電流產(chǎn)生7次諧波電流，THD=15.34%，無法滿足電流THD<5%的標(biāo)準(zhǔn)。

3.2.2 改進(jìn)d-q正負(fù)序解耦的諧波控制方案

采用2.2節(jié)改進(jìn)d-q正負(fù)序解耦的諧波抑制方案，得到的仿真波形如下。

圖11 改進(jìn)方案采集的電網(wǎng)電壓正序d-q分量

圖11中，在電網(wǎng)電壓注入7%的7次諧波下，采用α-β正負(fù)序解耦，采集的電網(wǎng)電壓正序d-q分量只出現(xiàn)0.012的8次諧波分量，能夠較好地濾除諧波分量。

圖12 改建方案變流器交流側(cè)輸出的正序d-q電壓

圖12中，在t=1 s，電網(wǎng)電壓注入7次諧波，變流器交流側(cè)輸出的電壓含有8次諧波0.02左右，說明新控制方案減小了交流側(cè)調(diào)制波的諧波分量。

圖13 改進(jìn)方案輸出的A相電流

圖14 改進(jìn)方案輸出A相電流的THD

圖13、圖14顯示，采用所提改進(jìn)方案，t=1 s后電網(wǎng)注入7%的7次電壓諧波，變流器電流有所波動(dòng)，電流THD = 4.68%。相比傳統(tǒng)d-q正負(fù)序解耦控制的電流THD=15.34%，新控制方案大大減小了諧波電流含量。

4 結(jié) 論

針對(duì)目前應(yīng)用廣泛的三電平變流器，進(jìn)行了電網(wǎng)諧波電壓下的數(shù)學(xué)模型分析。對(duì)傳統(tǒng)d-q正負(fù)序解耦控制進(jìn)行改進(jìn)，提出一種全新的諧波電流抑制方案。該方案使用α-β正負(fù)序解耦獲取帶寬較窄的電網(wǎng)電壓基波，采用d-q解耦進(jìn)行帶寬較大的電流閉環(huán)控制，采用諧波電壓前饋補(bǔ)償技術(shù)，經(jīng)P調(diào)節(jié)器進(jìn)行諧波電流抑制，既可以消除電網(wǎng)電壓諧波分量，又保證了電流環(huán)的控制帶寬。

該方案涉及到多種坐標(biāo)系復(fù)合應(yīng)用技術(shù)、電網(wǎng)電壓帶寬與電流帶寬各不相同條件下的平滑控制，更深入的控制器設(shè)計(jì)(例如可采用重復(fù)控制器進(jìn)行電流環(huán)的進(jìn)一步優(yōu)化)、解耦過程中濾波器的選擇對(duì)控制性能的影響等，都十分具有研究空間。

通過仿真表明，所提方案比傳統(tǒng)的d-q正負(fù)序解耦控制大大降低了諧波電流含量，并且算法工作量比單獨(dú)提取特定次諧波電流控制方案大大減小，具有發(fā)展?jié)摿Α?/p>

[1] 黃建明，吳春華，許富強(qiáng).基于相序解耦諧振控制器的基波正序電壓相位檢測(cè)方法[J].電網(wǎng)技術(shù)，2013，37(3):667-672.

[2] 歐陽華，吳正國(guó)，尹為民.dq變換和MUSIC算法在間諧波檢測(cè)中的應(yīng)用[J].電力系統(tǒng)及其自動(dòng)化學(xué)報(bào)，2012，24(5):83-87.

[3] 楊洪耕，惠錦，侯鵬.電網(wǎng)電壓不平衡下電壓同步信號(hào)的檢測(cè)[J].電力系統(tǒng)及其自動(dòng)化學(xué)報(bào)，2010，22(2):65-69.

[4] 閆利峰，亓迎川，蘇巧，等.基于PR控制的電流控制型逆變器研究[J].空軍雷達(dá)學(xué)院學(xué)報(bào)，2012，26(1):49-51.

[5] 劉旺,李志勇,鄢文清，等.基于PR控制和虛擬阻抗的光伏并網(wǎng)逆變器的研究[J].低壓電器，2012，11(2):29-32.

[6] 姜衛(wèi)東，楊柏旺，黃靜，等.不同零序電壓注入的NPC三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡算法的比較[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33(33)：17-25.

[7] Abeyasekera T, Johnson C M, Atkinson D J, et al. Suppression of Line Voltage Related Distrotion in Current Controlled Grid Connected Inverters[J]. Power Electronics, IEEE Transactions on Power Delivery,2005,20(6):1393-1401.

[8] Luo An, ShuaiZhikang,ZhuWenji,et al. Development of Hybrid Active Power Filter Based on the Adaptive Fuzzy Dividing Frequency-control Method[J]. IEEE Transactions on Power Delivery,2009,24(1):424-432.

[9] Shuai Zhikang,Luo An,Zhu Wenji,et al. Study on A Novel Hybrid Active Power Filter Applied to a High Voltage Grid[J].IEEE Transactions on Power Delivery,2009,24(4) :2344-2352.

The mathematical model of three-level neutral-point-clamped converter is introduced, and the theory of harmonic current generated by harmonic grid voltage is analyzed. A novel harmonic current suppression strategy is proposed. The strategy useα-βpositive and negative sequence decoupling to calculate the fundamental component of grid voltage, used-qpositive and negative sequence decoupling to control current loop, and use harmonic grid voltage through P controller to suppress harmonic current. The feasibility of this strategy is analyzed by Matlab simulation. Compared with the traditionald-qdecoupling control, the simulation of the proposed control strategy significantly improves the harmonic current.

three-level converter; harmonic current suppression; positive and negative sequence decoupling; feed-forward of voltage

TM761

A

1003-6954(2015)02-0026-06

2014-11-10)

趙 宇(1985)，碩士，工程師，研究方向?yàn)榇蠊β首兞髌骷夹g(shù)；

張 建(1957)，高級(jí)工程師，從事高壓直流輸電換流閥與SVG產(chǎn)品開發(fā)；

劉 剛(1972)，碩士，高級(jí)工程師，從事大功率變流器系統(tǒng)方案與控制設(shè)計(jì)。