基于滑模變結(jié)構(gòu)的Vienna整流器新型雙閉環(huán)控制策略研究

馬 輝 謝運(yùn)祥

基于滑模變結(jié)構(gòu)的Vienna整流器新型雙閉環(huán)控制策略研究

馬 輝 謝運(yùn)祥

（華南理工大學(xué)電力學(xué)院 廣東省 廣州市 510641）

傳統(tǒng)電流電壓雙閉環(huán)控制策略的PI調(diào)節(jié)器控制參數(shù)為常數(shù)且較為敏感，在系統(tǒng)啟動(dòng)和負(fù)載變動(dòng)時(shí)，Vienna整流器存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢、抗干擾性能差、網(wǎng)側(cè)電流諧波（THD）含量大等問題。為此，提出新型雙閉環(huán)滑模非線性控制策略來提高輸出直流側(cè)電壓和輸入交流側(cè)電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度以及抗干擾性能，其中內(nèi)環(huán)采用無需dp旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的滑模直接功率控制（SMC-DPC）；外環(huán)采用電壓平方反饋閉環(huán)的滑?？刂?；詳細(xì)推導(dǎo)該算法，給出具體設(shè)計(jì)過程。最后利用仿真和實(shí)驗(yàn)對新型雙閉環(huán)滑模非線性控制策略與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制方案進(jìn)行比較，結(jié)果表明：前者明顯優(yōu)于后者，在啟動(dòng)和負(fù)載變化時(shí)表現(xiàn)出良好的動(dòng)態(tài)性能和魯棒性能。

Vienna整流器 滑模變結(jié)構(gòu) 雙閉環(huán)控制 直接功率控制 電壓平方

1 引言

滑?？刂疲⊿liding Mode Control，SMC）是一種不連續(xù)的非線性控制，在預(yù)先設(shè)計(jì)的滑模面上快速地切換系統(tǒng)的控制狀態(tài)，具有高頻開關(guān)特性，特別適用于電力電子裝置的開關(guān)控制[1-6]。另外，SMC對系統(tǒng)模型精度要求不高，對參數(shù)變化和外部擾動(dòng)不敏感，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、抗干擾能力強(qiáng)、控制規(guī)律簡單和實(shí)現(xiàn)容易等優(yōu)點(diǎn)[4,6]。基于上述優(yōu)點(diǎn)，近年來已有大量文獻(xiàn)將其應(yīng)用在三相PWM整流器的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)中。

三相三電平PWM整流器的佼佼者:三相Vienna整流器，因其開關(guān)數(shù)目少電路結(jié)構(gòu)簡單、無輸出電壓橋臂直通、無需設(shè)置開關(guān)死區(qū)、輸入電流諧波含量低、可實(shí)現(xiàn)輸入單位功率因數(shù)校正等優(yōu)點(diǎn)，受到各國學(xué)者的廣泛關(guān)注[7-16]。對Vienna整流器的研究主要集中在數(shù)學(xué)模型分析、優(yōu)化脈寬調(diào)制技術(shù)和改善電路性能的控制策略等三方面。其中，文獻(xiàn)[7-9]分析該拓?fù)涞拇蟆⑿⌒盘枖?shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)PI控制器。文獻(xiàn)[10]中電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，電流內(nèi)環(huán)采用改進(jìn)滯環(huán)控制算法，雖結(jié)構(gòu)簡單但開關(guān)頻率不固定導(dǎo)致電路參數(shù)設(shè)計(jì)困難。文獻(xiàn)[11-13]基于電壓電流雙閉環(huán)PI控制引入空間矢量調(diào)制（SVPWM）解決了開關(guān)頻率不固定的問題，而文獻(xiàn)著重分析適合Vienna整流器的簡化等效SVPWM方法。文獻(xiàn)[14]采用優(yōu)化電流PI調(diào)節(jié)器的矢量控制，滿足寬輸入電壓和變電感量條件下整流器的穩(wěn)定性能要求，沒有考慮電路的動(dòng)態(tài)性能。為改善整流系統(tǒng)控制精度和穩(wěn)定性，文獻(xiàn)[15-16]采用單周期非線性控制，主要研究占空比收斂和電壓外環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)；對電壓外環(huán)非線性問題未做進(jìn)一步考慮。隨著Vienna整流器應(yīng)用場合的多樣化，對其靜、動(dòng)態(tài)性能的要求也越來越高，由于該整流器是一個(gè)非線性系統(tǒng)，采用常規(guī)的雙閉環(huán)PI控制算法難以達(dá)到理想的控制效果。

滑模變結(jié)構(gòu)控制是解決非線性系統(tǒng)控制問題的重要方法之一，已有大量文獻(xiàn)將滑?？刂瞥晒?yīng)用在三相變換器的外環(huán)控制方法中[1-2]，而文獻(xiàn)[2]、[5]和[17]將其應(yīng)用在并網(wǎng)逆變器和兩電平整流器的內(nèi)環(huán)。為此，本文將滑?？刂茟?yīng)到Vienna整流器的雙閉環(huán)中，提出新型雙閉環(huán)滑模非線性控制策略，內(nèi)環(huán)采用直接功率滑?？刂疲―PC-SMC），不需要電網(wǎng)電壓的相位信息和同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，具有控制結(jié)構(gòu)簡單，計(jì)算量小和動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)；電壓外環(huán)采用電壓平方反饋閉環(huán)滑?？刂破魈岣唠妷喉憫?yīng)速度，并分析電壓外環(huán)的非線性。詳細(xì)推導(dǎo)該策略的設(shè)計(jì)過程，包括建立系統(tǒng)的滑模變結(jié)構(gòu)模型，選擇滑模面，給出滑動(dòng)模態(tài)的可達(dá)條件和控制率等。最后，利用仿真和實(shí)驗(yàn)與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制進(jìn)行對比分析，結(jié)果表明:上述控制策略改善了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和魯棒性能，更具優(yōu)越性。

2 Vienna整流器的功率數(shù)學(xué)模型

圖1為三相Vienna整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，ea、eb、ec為三相交流電源；ia、ib、ic為三相輸入電流；ip、in為直流母線正向和負(fù)向電流；La、Lb、Lc為三相濾波電感，其值為L；Ra、Rb、Rc為三相濾波電阻，其值為R；Cp、Cn為直流側(cè)上下電容，其值為C；直流母線電壓vdc=vcp+vcn，vcp、vcn(vcn=vcp)分別為上下直流電容的電壓；RL為輸出電阻負(fù)載；為Sabc三相的開關(guān)函數(shù)，每個(gè)雙向開關(guān)由一個(gè)開關(guān)功率器件和四個(gè)二極管組成，結(jié)構(gòu)如圖1右半部所示；每只橋臂上存在上下兩只快速恢復(fù)二極管（a相:Dap、Dn）。

圖1 三相Vienna整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of three-phase Vienna rectifier

電網(wǎng)處于理想平衡狀態(tài)，整流器工作在連續(xù)電流模式下，根據(jù)其工作過程，可得到abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型:

其中Sip、Si（ni=a,b,c）分別為正方向電流和負(fù)方向電流的開關(guān)函數(shù)；利用等功率變換矩陣，將三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)換到兩相靜止α-β坐標(biāo)系下，如式（2）所示。

式中，Eαβ、Iαβ分別為電網(wǎng)電壓和輸入電流的α、β軸分量，L、R分別為輸入電感和電阻，ω為交流電源的角頻率，由式（2）得到α-β坐標(biāo)系下的等效電路模型，如圖2所示。

圖2 α-β坐標(biāo)系下的等效電路模型Fig.2 The equivalent circuit model in the α-βframe

根據(jù)瞬時(shí)功率理論，求得在兩相靜止α-β坐標(biāo)系下的瞬時(shí)功率:

理想電源電壓在兩相靜止坐標(biāo)系下滿足:

不考慮電網(wǎng)諧波，忽略交流側(cè)電抗器的阻值，從靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)功率模型入手，來分析交流側(cè)瞬時(shí)功率的變化，對式子（3）求導(dǎo)，并將式（2）和（4）代入，求得瞬時(shí)功率的微分方程:

為分析直流側(cè)功率流動(dòng)，將式子（2）中直流側(cè)數(shù)學(xué)等式兩端同乘以vdc，同時(shí)等式兩端分別相加，并用vdc/2替換vcp、vcn，得到直流側(cè)功率模型:

有功功率單方向從交流側(cè)流到直流側(cè)，等式（6）左端的式子是聯(lián)系交流側(cè)和直流側(cè)的一個(gè)紐帶，不計(jì)電路中的損耗（電路等效阻抗損耗和開關(guān)損耗），交流側(cè)輸入功率與直流側(cè)吸收功率相等，則得到:式中，有功功率為兩個(gè)直流電容儲存能量與負(fù)載能量之和，Pac為交流輸入功率，Pdc為直流側(cè)功率，為直流側(cè)上下兩個(gè)電容的瞬時(shí)功率，R為負(fù)載瞬時(shí)功率。L

基于上述分析可知:有功功率單方向從交流側(cè)流到直流側(cè)，而無功功率僅在交流側(cè)流動(dòng)，兩者的耦合關(guān)系通過交流電感體現(xiàn)；直流電容在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不消耗功率，只提供穩(wěn)定直流電壓的作用；有功功率由直流電壓的數(shù)值平方體現(xiàn)，電壓外環(huán)的輸出作為功率內(nèi)環(huán)的有功給定值，無功給定值設(shè)定為零，式（5）-（7）所描述的數(shù)學(xué)模型為設(shè)計(jì)滑模控制器奠定基礎(chǔ)。

3 新型雙閉環(huán)控制系統(tǒng)

基于滑模變結(jié)構(gòu)的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)有兩個(gè)控制目標(biāo):

（1）直流輸出電壓vdc能夠快速地跟隨給定電壓，不受負(fù)載電流iL變化的影響，輸出穩(wěn)定的直流電壓。

（2）交流側(cè)輸入電流為正弦，諧波含量低于3%；網(wǎng)側(cè)輸入功率因數(shù)為單位功率因數(shù)，即功率內(nèi)環(huán)對網(wǎng)側(cè)輸入無功功率的控制為零，使整流器工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)下。

上述兩個(gè)控制目標(biāo)可視為兩個(gè)相對獨(dú)立的給定運(yùn)動(dòng)跟蹤問題，本文通過設(shè)計(jì)兩個(gè)滑?？刂破鱅、II組成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)對輸入電流和輸出直流電壓的穩(wěn)定控制。

3.1功率內(nèi)環(huán)滑?？刂破鞯脑O(shè)計(jì)

3.1.1 滑模面的選擇

滑模變結(jié)構(gòu)控制器是為了消除系統(tǒng)狀態(tài)變量與其參考值之間的誤差，定義滑?？刂破鞯妮斎霝橄到y(tǒng)變量及其參考值之差[18]。因此，根據(jù)滑模的存在性和可達(dá)性條件，以及系統(tǒng)正常運(yùn)行的動(dòng)態(tài)品質(zhì)要求[3-5]，本文基于有功功率誤差和網(wǎng)側(cè)無功功率誤差設(shè)計(jì)功率內(nèi)環(huán)的滑模面:

式子（8）中eP(t)=Pref-P 為網(wǎng)側(cè)內(nèi)環(huán)有功功率的差值，eQ(t)=Qref-Q 為網(wǎng)側(cè)內(nèi)環(huán)無功率的差值。

3.1.2 滑?？刂破鞯脑O(shè)計(jì)

本文采用指數(shù)趨近率設(shè)計(jì)滑?？刂破鱗4]，用于減弱滑模變結(jié)構(gòu)控制的抖振，其形式如下

通過合理選擇參數(shù)ε(ε＞0)、k(k＞0)，既可以保證滑動(dòng)模態(tài)的動(dòng)態(tài)品質(zhì)，又可以減弱控制信號的高頻抖振，式（9）讓系統(tǒng)狀態(tài)量以變速和指數(shù)兩種速率趨向滑模面，提高趨近速率，當(dāng)接近滑模面時(shí)，指數(shù)趨近律的速度接近為零，有效減小進(jìn)入滑模面時(shí)的抖動(dòng)，為有效減小系統(tǒng)抖動(dòng)，可用連續(xù)函數(shù)（10）替代滑?？刂破髦械拈_關(guān)函數(shù)[19]。

對滑模面求導(dǎo)，即對式子（8）求導(dǎo)得:

將系統(tǒng)記作:

令滑模面的導(dǎo)數(shù)式（11）等于零，由于有功功率給定Pref來自直流側(cè)，無功功率給定Qref為零，采用如式（9）的指數(shù)趨近率，將式（5）代入式（11）中，按照式子（12）形式求解，得:

其中sgn為飽和函數(shù)，控制參數(shù)都為正數(shù)，選擇較大的kP、kQ可以保證系統(tǒng)快速性，在保證系統(tǒng)魯棒性的前提下，選擇較小的k1、k2可以減少系統(tǒng)的抖振。

3.1.3 滑模控制律的穩(wěn)定性

選取李亞普諾夫函數(shù):2T VSS=，對時(shí)間求導(dǎo)得:

滑模面的導(dǎo)數(shù)采用如式（9）所示的指數(shù)趨近律形式:

式中，kP、kQ、k1、k2分別為設(shè)定的指數(shù)趨近律正參數(shù)，將式（15）代入式（14）中，得:

由于S1(2)與kP(Q)S1(2)+k1(2)sgn(S1(2))符號相同,表明:滑動(dòng)面函數(shù)S1(2)與滑動(dòng)面函數(shù)的變化趨勢dS1(2)dt符號相反，當(dāng)系統(tǒng)狀態(tài)變量離開滑動(dòng)面以后，最終可以回到滑動(dòng)面，因此式子（16）:dVdt＜0成立，即可確?；瑒?dòng)模態(tài)的存在性和可達(dá)性。

3.2電壓外環(huán)滑?？刂破鞯脑O(shè)計(jì)

3.2.1 分析電壓外環(huán)的非線性

根據(jù)整流器在靜止α-β坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，由式子（4）可知，經(jīng)過同步旋轉(zhuǎn)變換后，直流母線電壓vdc與電流id和電流iq均相關(guān)，采用線性PI調(diào)節(jié)器利用d軸電流id對直流母線電壓進(jìn)行跟蹤，難以得到較好的控制性能，構(gòu)造以電壓平方為控制量間接實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)的滑模控制策略，以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)精度。

3.2.2 滑模控制器的設(shè)計(jì)

整流器工作在單位因數(shù)狀態(tài)下，無功功率為零，則Qref=Q=0；電壓外環(huán)通過直流電壓來描述瞬時(shí)有功功率的動(dòng)態(tài)過程，根據(jù)式子（7）所描述的直流側(cè)功率數(shù)學(xué)模型，結(jié)合文獻(xiàn)[20]則選取滑模面為:

分析有功功率的滑模面，在任意一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，不計(jì)電路中的損耗（電路等效阻抗損耗和開關(guān)損耗），且中點(diǎn)電位平衡，則式子（7）可變?yōu)?

一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，相對功率內(nèi)環(huán)，直流電壓的參考給定dcrefv默認(rèn)為定值，則2dcref0 dv=；在滑模面上系統(tǒng)將會沿著0S=的軌跡產(chǎn)生滑動(dòng)。將式（18）代入式（17）得:

根據(jù)式（19），在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有功功率與給定值滿足:Pref-P=0，則可得到: 3.2.3 滑模面的可達(dá)條件

滑動(dòng)模態(tài)存在是滑模變結(jié)構(gòu)控制器應(yīng)用的前提，雖然不同系統(tǒng)可到達(dá)性的條件形式不同，但其滑動(dòng)模態(tài)存在的數(shù)學(xué)表達(dá)式為:

上式意味著在滑模切換面的鄰域內(nèi)，系統(tǒng)將于有限時(shí)間到達(dá)切換面，則可達(dá)條件的等價(jià)形式為:

通常將式（22）表達(dá)成李亞普諾夫函數(shù)的可達(dá)條件，定義()Vx為李亞普諾夫函數(shù)，則有:

對3S分析如下:

當(dāng)3S＞0，Pref＞P時(shí)，需要在有限時(shí)刻內(nèi)增大P以滿足3ddSt＜0；當(dāng)3S＜0，Pref＜P時(shí)，需要在有限時(shí)刻內(nèi)減小P以滿足3ddSt＞0；實(shí)際值要時(shí)刻跟隨給定值，同時(shí)內(nèi)環(huán)帶寬大于外環(huán)帶寬以符合系統(tǒng)穩(wěn)定性要求。

3.3Vienna整流器的雙閉環(huán)滑?？刂破飨到y(tǒng)

由上述分析，可以得到基于滑?？刂频娜郪ienna整流器雙閉環(huán)控制原理框圖，如圖2所示。根據(jù)檢測到的三相電源電壓和電流，利用在靜止坐標(biāo)系下的公式（3），估算求得瞬時(shí)有功和無功功率，外環(huán)控制的輸出作為內(nèi)環(huán)有功功率的給定值，無功給定設(shè)定為零（Qref=0），功率誤差利用式（13）求得vα與vβ進(jìn)行空間矢量調(diào)制。

從圖2可知，功率內(nèi)環(huán)無需同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換和電網(wǎng)電壓的相位信息,控制結(jié)構(gòu)簡單；電壓外環(huán)將vdc的數(shù)值平方作為反饋量，其效果等效于增加直流增益，且不影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，經(jīng)過放大的誤差使電壓vdc快速跟隨其給定值，加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

圖2 三相Vienna整流器控制框圖Fig.2 The control block diagram of three-phase Vienna rectifier

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

4.1仿真系統(tǒng)

為驗(yàn)證所提控制策略的有效性，建立基于MATLAB/Simulink的仿真模型，調(diào)制策略利用加入中點(diǎn)電位平衡因子的SVPWM調(diào)制算法，為搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)提供仿真參考，同時(shí)將新型雙閉環(huán)滑模控制與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制策略進(jìn)行比較。其系統(tǒng)仿真參數(shù)如下:三相電壓的有效值為110V/50Hz；輸出直流電壓為300V；三相輸入電感為2mH；直流側(cè)兩個(gè)電容為2 200μF；額定輸出功率為2kW，開關(guān)頻率15kHz。仿真實(shí)驗(yàn)中，傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制器根據(jù)本身特性，按照二階模型并綜合考慮系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行設(shè)計(jì)，內(nèi)環(huán)控制參數(shù)為kp=50，ki=10，外環(huán)控制參數(shù)為kp=0.5，ki=30；在雙閉環(huán)滑模控制策略中功率內(nèi)環(huán)的控制參數(shù)kp=5 500，kQ=3 500，k1=4 000，k2=4 000，λ1=200，λ2=150，外環(huán)滑?？刂破鞯姆抡婵刂茀?shù)k3=120。

圖3和圖4分別為2種控制方法的系統(tǒng)啟動(dòng)和負(fù)載突變時(shí)電壓、功率響應(yīng)波形圖。在系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)，從圖3中可以看出，采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制方法時(shí)，電壓超調(diào)嚴(yán)重，超調(diào)電壓接近350V（參考電壓300V），直流輸出電壓到達(dá)穩(wěn)定值所需要時(shí)間長，大約需要0.016s，輸出功率到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)的時(shí)間與直流電壓到達(dá)穩(wěn)定時(shí)間相同，另外中點(diǎn)電位平衡所要的時(shí)間長。而采用雙閉環(huán)滑模控制方法時(shí)，仿真結(jié)果如圖4所示，電壓到達(dá)穩(wěn)定值所需要時(shí)間約0.005s，穩(wěn)定前的超調(diào)量大約為5V從不控到可控直流側(cè)電壓超調(diào)小，輸出功率能夠快速到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)，并且超調(diào)小，中點(diǎn)電位平衡能夠快速實(shí)現(xiàn)；這驗(yàn)證了采用外環(huán)滑?？刂品椒梢钥焖購?qiáng)迫系統(tǒng)運(yùn)行軌線快速向滑動(dòng)流形移動(dòng)，提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度和加速系統(tǒng)的收斂過程，從而使系統(tǒng)快速到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)。

圖3 傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制方法下系統(tǒng)啟動(dòng)及負(fù)載突變時(shí)電壓、功率仿真波形Fig.3 Voltage waveforms, power waveforms during system startup and load step change with dual closed-loop PI control method

圖4 新型雙閉環(huán)滑?？刂品椒ㄏ孪到y(tǒng)啟動(dòng)及負(fù)載突變時(shí)輸電壓、功率仿真波形Fig.4 Voltage waveforms, power waveforms during system startup and load step change with a novel dual closed-loop slide mode control

在0.05s時(shí)，系統(tǒng)發(fā)生負(fù)載突變，從額定功率2kW升至2.6kW，從放大圖中可以看出，采用雙閉環(huán)滑?？刂品椒妷翰▌?dòng)小，大約為5V，直流電壓能夠快速的恢復(fù)到參考給定值，優(yōu)勢十分明顯，從功率圖4a可以看出:功率內(nèi)環(huán)滑?？刂婆c外環(huán)電壓滑?？刂葡嘟Y(jié)合能夠快速的跟蹤功率變化，到達(dá)穩(wěn)定功率式時(shí)的功率超調(diào)量小，系統(tǒng)工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)下，在功率突變時(shí)，系統(tǒng)被迫重新快速回到滑模面上。上述結(jié)果表明:在系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行后，系統(tǒng)運(yùn)行軌跡就被限制在內(nèi)環(huán)功率滑模面上移動(dòng)，即運(yùn)動(dòng)軌跡方程S=0，說明了功率內(nèi)環(huán)滑模控制方法的魯棒性能好，并驗(yàn)證了功率內(nèi)環(huán)滑模控制具有快速精確調(diào)節(jié)功率的性能。

圖5a和5b分別為2種控制方法下Vienna整流器輸出電壓、電流波形，列出啟動(dòng)時(shí)和負(fù)載突變時(shí)（0.01s，2kW→2.6kW）B相的電壓、電流波形進(jìn)行比較分析。兩圖中電壓與電流在穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)能保持同相位，說明兩種控制方法都能確保整流器工作在單位功率因素狀態(tài)下。而采用雙閉環(huán)滑?？刂坪笱b置在啟動(dòng)時(shí)、負(fù)載突變時(shí)穩(wěn)定時(shí)間有所縮短，大約0.004s便可重新達(dá)到穩(wěn)定，同時(shí)電流在負(fù)載變動(dòng)時(shí)電流畸變率小，如圖5b所示，這說明雙閉環(huán)滑?？刂凭哂辛己玫捻憫?yīng)速度和精確性。

圖5 B相電壓、電流波形和相位關(guān)系Fig.5 Voltage and current waveforms of B phase, phase relationship

為進(jìn)一步分析負(fù)載變動(dòng)時(shí)對電流控制的精確性，圖6對本文所述方法中B相電流進(jìn)行頻譜分析，分別分析負(fù)載突變時(shí)和穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)的B相電流諧波含量，結(jié)果如圖6a和6b所示，負(fù)載突變時(shí)諧波含量為3.37%，加載穩(wěn)定運(yùn)行后諧波分量明顯減少，電流THD將至1.84%，從而降低輸入電流波形畸變率，保證輸入電流質(zhì)量。

圖6 電流頻譜Fig.6 Current spectrum

4.2實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

按照圖1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，用來驗(yàn)證所提方法的有效性，電路基本參數(shù)與仿真相同，實(shí)驗(yàn)裝置如圖7所示，其控制器采用TMS320F2812DSP芯片作為核心運(yùn)算、采樣控制以及驅(qū)動(dòng)信號的分配等。雙向開關(guān)由1個(gè)IRF460MOS功率管和1個(gè)GBJ25120整流橋組成，快恢復(fù)二極管采用IXYS公司的DSEI12-06A。

圖7 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.7 Experimental system

實(shí)驗(yàn)記錄采用電能質(zhì)量分析儀E6000和示波器泰克TBS1000，圖8記錄了兩種控制方法下的總直流電壓、有功功率、無功功率和B相電流對比波形圖；圖9記錄兩種控制法下裝置穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)三相電流的諧波含量對比圖。

如圖8所示，2種控制方法均能達(dá)到控制要求，但采用雙閉環(huán)滑?？刂瓶刂品椒〞r(shí)，電壓、功率超調(diào)小，到達(dá)穩(wěn)定時(shí)間短；負(fù)載突變時(shí)電流畸變小且到達(dá)穩(wěn)定時(shí)間短；這與仿真系統(tǒng)結(jié)論一致。

圖8 電壓、電流以及功率波形圖Fig.8 Voltage waveforms, current waveforms and power waveforms

圖9 b為雙閉環(huán)滑?？刂品椒ㄏ抡髌鞴ぷ髟陬~定狀態(tài)下三相電流諧波的含量圖，穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，三相電流平均諧波含量為2.04%，并未達(dá)到仿真中1.84%的效果，且負(fù)載突變時(shí)電流輕微畸變，這是由于實(shí)際運(yùn)行中功率器件運(yùn)行和電網(wǎng)存在少量諧波，與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI方法相比諧波量明顯降低，圖9a所示，三相電流平均諧波含量約為4.11%；另外在負(fù)載變動(dòng)時(shí)，通過圖8所示中電流畸變形狀可以得出雙閉環(huán)滑?？刂品椒ň哂休^好的動(dòng)態(tài)性能和抗干擾性能。

圖9 三相電流諧波含量Fig.9 THD of three phase currents

5 結(jié)論

本文針對三相Vienna整流器設(shè)計(jì)一種新型雙閉環(huán)滑模控制策略，建立該整流器的滑模變結(jié)構(gòu)控制模型，與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制算法相比，該算法的控制結(jié)構(gòu)簡單，運(yùn)算量小，引入電壓平方反饋使系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)電壓跟蹤效果。利用仿真與實(shí)驗(yàn)進(jìn)行對比分析，結(jié)果表明:在系統(tǒng)啟動(dòng)和負(fù)載突變時(shí)，采用雙閉環(huán)滑模控制既改善了系統(tǒng)響應(yīng)速度，又提高了系統(tǒng)的抗干擾性能；同時(shí)雙閉環(huán)滑模控制算法能滿足系統(tǒng)的控制性能要求:網(wǎng)側(cè)為單位功率因數(shù)，輸入電流正弦度高且諧波含量低，輸出直流電壓穩(wěn)定且紋波小等。因此，本文所述的雙閉環(huán)滑?？刂撇呗跃哂辛己玫膽?yīng)用價(jià)值。

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A Novel Dual closed-Loop Control Strategy based on Sliding-Mode Variable Structure of Vienna-type Rectifier

Ma Hui Xie Yunxiang
（School of Electrical Power South China University of Technology Guangzhou 510641 Guangdong Province China）

For the constant and sensitive coefficient of conventional dual closed-loop PI controllers, the Vienna-type rectifier have some shortcomings under startup situation and load sudden change within a large permitted disturbance, namely slow dynamic response, poor anti-disturbance ability and large input current harmonics(THD).Since a novel dual closed-loop nonlinear control strategy was proposed in this paper, which adopted direct power control based on sliding mode control (SMC-DPC)for inner loop without transforming to d-p rotating coordinate system and used sliding mode control with the square of voltage as the feedback for the outer loop; The new control system diagram was derivate in detail and the realized method was shown in this paper. Both the simulation and experimental results are utilized to analyze and compare the performances of the novel dual closed-loop control algorithm based on sliding-mode control and conventional PI control scheme, which show that the proposed scheme is much better, exhibits fast dynamic response and possesses good robustness to startup and load step change.

Vienna-type rectifier, sliding-mode variable structure, dual closed-loop control, direct power control, square of the voltage

TM46

2014-09-10

馬 輝 男，1985生，博士研究生，主要從事電力電子功率變換方面的研究。

謝運(yùn)祥 男，1965生，博士，教授，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮庸β首儞Q及微機(jī)控制技術(shù)。