單相電力電子負載啟動沖擊問題的研究

遼寧工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院 李光林 李 凱 趙 凱 熊 輝 蔡坤良

0 引言

伴隨節(jié)能與能源循環(huán)利用的大力推進，采用電力電子技術(shù)開發(fā)能饋式電力裝置具有重要的實際意義。近年來，單相電力電子負載已成為研究熱點之一。單相電力電子負載是一種適用于逆變器、UPS、發(fā)電機組等研究實驗與出廠測試的測試實驗設(shè)備。它通過模擬變換器模擬各種負載，通過并網(wǎng)變換器將能量回饋于電網(wǎng)，具有能耗低、容量小、產(chǎn)熱少、操作靈活簡單等優(yōu)點，具有廣闊的應(yīng)用前景。

單相電力電子負載主電路通常采用兩級PWM變換器，中間共用直流母線電容。因為此電容的存在，可對其進行分別控制。前級的負載變換器通過控制模擬側(cè)電流跟隨指令電流，實現(xiàn)各種負載的模擬。當(dāng)模擬線性和峰值因數(shù)(PF)值較小的非線性負載時，控制器選用P控制器即可滿足要求[1-2]；當(dāng)峰值因數(shù)(PF)值增大到一定程度時，P控制器不能滿足要求，需采用P+重復(fù)控制器[3-6]。單相PWM波調(diào)制方法有滯環(huán)調(diào)制、單極性調(diào)制、雙極性調(diào)制等，其中滯環(huán)調(diào)制頻率不固定，給選擇開關(guān)器件的選擇及濾波造成一定難度[4]。后級并網(wǎng)變換器一般采用帶鎖相環(huán)的電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)反饋控制，而如何生成諧波較少的并網(wǎng)指令電流成為關(guān)鍵技術(shù)之一[7-8]。文獻[7]在并網(wǎng)側(cè)采用一種新型濾波器，這種濾波器先通過工頻陷波器將50Hz基波濾去，然后用濾波之前的電流減去濾波之后的電流作為設(shè)定電流。這種濾波器的工頻陷波器頻帶越窄，濾波效果越好，缺點是陷波器頻帶不能無限窄，且容易給并網(wǎng)電流造成相移，影響并網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。文獻[8]不僅對比分析了物理濾波器與數(shù)字濾波器的優(yōu)缺點，而且給出各種數(shù)字濾波器如低通濾波器、陷波器、均值濾波器、帶通濾波器在單相電力電子負載的表現(xiàn)及適用條件。然而，對單相電力電子負載啟動時的沖擊問題研究較少。

本文采用雙級PWM變換器主電路拓撲，前級變換器采用P控制器控制，后級采用帶鎖相環(huán)的雙環(huán)反饋控制，并采用陷波器減少并網(wǎng)電流的諧波。針對在電容充電期間電容側(cè)電壓波動較大、模擬側(cè)和并網(wǎng)側(cè)電流幅值較高的問題，提出了一種用改進后的設(shè)定值作為參考電壓的方法，并對系統(tǒng)拓撲進行了改進，以改善電容側(cè)電壓及模擬、并網(wǎng)兩側(cè)的電流在電容充電期間的沖擊問題。

1 系統(tǒng)拓撲和控制系統(tǒng)工作原理

單相電力電子負載主電路如圖1所示。圖中，u1為被試電源，如逆變器，UPS,發(fā)電機組等；u2為交流電網(wǎng)；r1、r2為模擬側(cè)、并網(wǎng)側(cè)等效內(nèi)阻；L1與Ti(i=1,2,3,4)構(gòu)成模擬PWM變換器；L2與Ti(i=5,6,7,8)構(gòu)成并網(wǎng)PWM變換器；C為公共母線電容，使前、后級變換器可分別控制。

圖1 單相電力電子負載主電路

前級變換器的控制器采用單P環(huán)控制器，調(diào)制方法采用雙極性調(diào)制，控制框圖如圖2所示。iref由u1與需模擬負載特性求得，與i1作差后經(jīng)P控制器與PWM發(fā)生器后生成PWM波，從而控制開關(guān)管通、斷，完成i1跟蹤iref的目的。

圖2 負載變換器控制框圖

后級變換器采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)反饋控制，控制框圖如圖3所示。圖中100Hz陷波器用來濾去并網(wǎng)電流的3次諧波，使并網(wǎng)電流達到并網(wǎng)要求。而虛線框中的改進設(shè)定值環(huán)節(jié)用來改善電容電壓的設(shè)定值，是本文提出的一種新型控制方法。

圖3 并網(wǎng)變換器控制框圖

2 改進設(shè)定值的提出與實現(xiàn)

在圖1所示的單相電力電子負載中，當(dāng)Udc小于u1、u2的峰值時，模擬變換器、并網(wǎng)變換器不可控，由u1、u2經(jīng)二極管向電容C充電。當(dāng)Udc增大到與u1、u2的峰值相等時，功率開關(guān)管Ti(i=1,2,…，8)可控。而傳統(tǒng)的電容電壓設(shè)定值Uref為一固定值，且高于u1、u2峰值的20%以上，會造成以下后果：

（1）由于Uref較大，模擬變換器與并網(wǎng)變換器須向公共電容提供更多能量，故i1、i2在一小段區(qū)間幅值很高，對功率開關(guān)管Ti(i=1,2,…，8)的耐流指標(biāo)提出了較高要求。

（2）當(dāng)功率開關(guān)管可控時，由于Uref＞Udc，經(jīng)過圖3所示框圖后，生成的PWM波使T6、T7導(dǎo)通，u2向電容C充電，此時的i2幅值與諧波均較大，Udc迅速增加，導(dǎo)致對電容C的耐壓指標(biāo)要求較高，且該段并網(wǎng)電流i2畸變較大。

（3）由于Udc升速較快，遠大于設(shè)定值Uref，Udc回調(diào)到Uref需較長的響應(yīng)時間，且該段時間的電流i2諧波與幅值較大。

上述問題是由于功率開關(guān)管Ti(i=1,2,…，8)達到可控條件后，并網(wǎng)變換器側(cè)Uref與Udc做差，經(jīng)PI控制器后生成較大的并網(wǎng)電流參考值i2ref引起的。要解決上述問題，需減小或避免生成較大且畸變的i2ref，有以下方法：

（1）圖3中的改進設(shè)定值環(huán)節(jié)用一階慣性環(huán)節(jié)實現(xiàn)，生成的Uref1在一段時間內(nèi)隨指數(shù)上升。設(shè)一階慣性環(huán)節(jié)的時間常數(shù)為τ，選擇合適的τ值可明顯減小i2ref，但是τ值取值不當(dāng)，會對系統(tǒng)造成不良影響：當(dāng)τ較小時，改善效果不明顯，其中，τ=0時為傳統(tǒng)的固定電壓設(shè)定值；當(dāng)τ較大時，電容電壓增大到一定范圍又開始跌落，也不利于系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)。

（2）使用不可控期間的電路模型，求出Udc在該期間的函數(shù)表達式，將其表達式作為在電容充電期間的設(shè)定值Uref1。但是，該表達式非常復(fù)雜，實現(xiàn)困難。

（3）在電容充電期間，用Udc的實際值作為參考值；在電容電壓升高到Uref后，取Uref為參考值。則：

當(dāng)功率開關(guān)管Ti(i=1,2,…，8)達到可控條件后i2ref=0，模擬變換器可模擬工作，并向電容充電，但電容并不向電網(wǎng)回饋，電容電壓升高。當(dāng)Udc升高到Uref后，取Uref為參考值。當(dāng)Udc繼續(xù)增加時，電容開始向電網(wǎng)回饋能量。

本文采用第三種方法生成新的設(shè)定值Uref1。在Matlab/Simulink中，它由一個switch語句構(gòu)成，當(dāng)電容側(cè)電壓大于設(shè)定值時，取設(shè)定值為參考值；否則，取電容側(cè)電壓作為參考值。

3 基于改進設(shè)定值后的新型拓撲

基于改進設(shè)定值后的新型拓撲如圖4所示。圖中D9為堵塞二級管，防止u2向電容C充電。u3為系統(tǒng)充電時所用電源，當(dāng)系統(tǒng)達到可控狀態(tài)時，切換到被測電源進行測試，用于降低充電時i1的幅值。

圖4 基于改進設(shè)定值后的新型拓撲

4 仿真驗證

為了驗證上述理論，本文使用Matlab/Simulink軟件對系統(tǒng)進行仿真。單相電力電子負載的主電路分別采用圖1和圖4所示，其中仿真參數(shù)為：u1、u2為50Hz、220V交流電，u3為50Hz、55V交流電，r1=r2=0.5Ω，L1=L2=2.5mH，C=2200uF。負載變換器控制電路如圖2所示，其中，模擬負載為10Ω。并網(wǎng)變換器控制電路如圖3所示，其中，電容電壓設(shè)定值Uref=400V。

采用基于改進設(shè)定值的新型拓撲的單相電力電子負載的仿真波形如圖5所示。由圖5可知，在電容充電期間，采用新型拓撲的單相電力電子負載的模擬側(cè)電流i1電流峰值很小，在充電電源較小時，其值可以不大于正常工作時的模擬電流；并網(wǎng)側(cè)電流i2只有漏電流，諧波較??；電容電壓的最大值很??；綜上，采用新方法可較好的解決單相電力電子負載的啟動沖擊問題。缺點是啟動時間相對較長。

圖5 采用基于改進設(shè)定值的新型拓撲的仿真波形

5 結(jié)論

本文首先提出了一種改進設(shè)定值的方案，并將其應(yīng)用在單相電力電子負載中。其次，在采用改進設(shè)定值后，對原電路拓撲進行了改進。最后，對上述理論進行了仿真驗證。結(jié)果表明，與傳統(tǒng)方法相比，新型的單相電力電子負載能較好解決啟動的沖擊問題，且便于工程實踐，是一種有效方法。

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