雙耦合電感二次型高升壓增益DC-DC變換器

曹太強 劉 威 郭筱瑛 陳章勇 王 軍 孫 章 游 芳 羅 謙

雙耦合電感二次型高升壓增益DC-DC變換器

曹太強1劉 威1郭筱瑛2陳章勇3王 軍1孫 章1游 芳1羅 謙4

（1. 西華大學(xué)電氣與電子信息學(xué)院 成都 610039 2. 攀枝花學(xué)院電氣信息工程學(xué)院 攀枝花 617000 3. 西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031 4. 中國民用航空局第二研究所信息技術(shù)分公司 成都 610041）

提出一種雙耦合電感單開關(guān)二次型高增益變換器。在傳統(tǒng)單開關(guān)二次型 Boost變換器拓撲的基礎(chǔ)上，在前級 Boost電路單元引入耦合電感，輸出端疊加以提升變換器的升壓增益特性；同時，通過在后級 Boost電路單元引入耦合電感，進一步減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力。此外，采用無源無損吸收電路抑制了開關(guān)管兩端的電壓尖峰，從而可選取低導(dǎo)通電阻、低電壓等級的MOSFET以降低開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，提高了變換器的效率。文中詳細分析了變換器的工作原理及工作特性，最后通過搭建一臺200W、18V/200V的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

新能源 二次型Boost變換器 耦合電感 高升壓增益 無源無損吸收電路

1 引言

近年來清潔能源的開發(fā)越來越受到人們的關(guān)注。而光伏、燃料電池等新能源系統(tǒng)具有低輸出電壓特性，因此，具有高升壓增益的前級 DC-DC變換器成為功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)[1-3]的重要組成部分。傳統(tǒng)具有升壓增益特性的 Boost換器拓撲，受電路寄生參數(shù)的限制，升壓增益特性受限[4]。另外，在滿足高升壓增益的需求下，傳統(tǒng) Boost變換器工作于極限占空比，開關(guān)管和輸出二極管的電流紋波較大，導(dǎo)致開關(guān)管的開關(guān)損耗和二極管反向恢復(fù)損耗增大，變換器效率較低。此外，Boost變換器開關(guān)管電壓200W、20 V/200 V的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

應(yīng)力鉗位在輸出電壓，且工作于極限占空比時變換器的動態(tài)調(diào)節(jié)范圍也受限。通過有效調(diào)節(jié)變壓器變比，隔離型或耦合電感變換器可獲得高升壓增益特性，變壓器漏感卻在開關(guān)管兩端帶來較為嚴重的電壓尖峰，從而需要增加額外的輔助吸收電路[5-7]抑制電壓尖峰和回收漏感能量。為了進一步減小功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)的成本和提升變換器的效率，非隔離高增益變換器拓撲受到國內(nèi)外研究者的廣泛關(guān)注[8-23]。

為了獲得變換器的高升壓增益特性，避免工作于極限占空比，目前國內(nèi)外研究學(xué)者提出了基于二極管和電容的電壓舉升單元、開關(guān)電容（Switch Capacitor, SC）[8-11]或電壓乘法單元（Voltage Multiplier Cell, VMC）[12]、開關(guān)電感單元[10,13]的高升壓增益變換器。然而，升壓增益越高，需要采用的級聯(lián)單元越多，增加了變換器的成本和電路復(fù)雜度。將變換器的輸出端串聯(lián)得到的變換器拓撲[14]提升了變換器的增益特性，但電路較為復(fù)雜。通過將傳統(tǒng) Boost變換器級聯(lián)，得到的級聯(lián)變換器[15]體現(xiàn)的增益特性為傳統(tǒng) Boost變換器輸入輸出電壓傳輸比的平方，卻采用了兩個開關(guān)管，增加了電路拓撲的控制復(fù)雜度。文獻[16]提出的二次型變換器，僅使用一個開關(guān)管實現(xiàn)了變換器的高增益特性，但開關(guān)管電壓應(yīng)力鉗位在輸出電壓，在高輸出電壓場合，高電壓等級的 MOSFET導(dǎo)致變換器的成本較高且導(dǎo)通損耗較大，降低了變換器的效率。在二次型Boost變換器拓撲的基礎(chǔ)上，引入電壓舉升單元或乘法器單元[17-21]，雖然擴展了變換器的增益特性，但提升的增益有限。由文獻[22]可知，采用耦合電感技術(shù)可減小變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力?；诖怂悸罚墨I[23]在二次型Boost變換器拓撲的后級電路單元引入耦合電感，將耦合電感二次側(cè)與二次型Boost變換器的輸出電容疊加，提升了變換器的增益，減小了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。

基于以上研究，本文提出了如圖 1a所示的雙耦合電感高升壓變換器拓撲，在二次型 Boost變換器前級引入耦合電感 Flyback單元，且輸出端與二次型變換器的輸出電容疊加以提高變換器的增益特性。同時，在后級 Boost變換器引入耦合電感單元，進一步減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力，采用由二極管和電容組成的無源無損吸收電路抑制開關(guān)管兩端的電壓尖峰，回收了漏感能量，進而可選取低導(dǎo)通電阻、低電壓等級的MOSFET以減小變換器的成本且提高了變換器的效率。文中詳細分析了該變換器工作原理及其工作特性。最后，通過搭建一臺

2 工作原理分析

2.1 電路拓撲

圖1a為雙耦合電感二次型Boost高增益變換器拓撲，圖 1b為等效電路。其中，耦合電感 T1、T2分別由漏感 Ls1和Ls2、勵磁電感 Lm1和 Lm2、匝比為np1: ns1和 np2: ns2的理想變壓器構(gòu)成，n1=ns1/np1，n2=ns2/np2。二極管 VDc和電容 Cc組成無源無損吸收電路，在主開關(guān)管 S1關(guān)斷后，漏感 Ls2通過二極管VDc向吸收電容 Cc釋放能量，而漏感 Ls1通過二極管 VD1向吸收電容C1釋放能量。VDo1、VDo2為輸出二極管，C1為中間儲能電容，Co1、Co2為輸出濾波電容，Ro為負載電阻。為簡化分析，假設(shè)

（1）除反并聯(lián)二極管 VDs1與寄生電容Cs1外，開關(guān)管S1和二極管是理想器件。

（2）電容C1、Cc、Co1、Co2上的電壓保持恒定。

圖1 雙耦合電感二次型Boost高增益變換器Fig.1 High voltage gain two-coupled-inductor-based quadratic Boost converter

2.2 工作模態(tài)分析

如圖2所示為變換器的關(guān)鍵工作波形，在一個開關(guān)周期內(nèi)，變換器存在如圖3所示的4種工作模態(tài)。在開關(guān)周期開始之前，電感電流 im1、im2大于零，輸出二極管VDo1、VDo2導(dǎo)通。

模態(tài) 1[t0～t1]：t0時刻，驅(qū)動脈沖信號 Vgs1加在開關(guān)管S1兩端，開關(guān)管S1導(dǎo)通，二極管VD1、VDo1關(guān)斷，二極管 VD2導(dǎo)通，勵磁電感電流 im2線性上升。輸出二極管 VDo2導(dǎo)通，im1線性下降，在開關(guān)管 S1導(dǎo)通時，漏感電流即輸入電流迅速上升，輸出二極管電流iVDo2下降到零，當(dāng)輸入電流等于勵磁電感電流im1時，二極管VDo2實現(xiàn)零電流關(guān)斷，此工作模態(tài)結(jié)束。在此階段，勵磁電感電流 im1、im2可表示為

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Typical waveforms of the proposed converter

圖3 工作模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuit of the proposed converter

模態(tài) 2[t1～t2]：t1時刻，輸入電流等于勵磁電感電流im1，二極管VDo2電流下降到零，VDo2實現(xiàn)零電流關(guān)斷。此時，勵磁電感Lm1、Lm2兩端電壓分別為Vin和 VC1，電感電流 im1、im2線性上升。輸出電容Co1、Co2串聯(lián)向負載放電。

模態(tài) 3[t2～t3]：t2時刻，開關(guān)管 S1關(guān)斷，二極管 VD2關(guān)斷，為提供漏感電流 iS1的續(xù)流通路，二極管VD1導(dǎo)通，中間電容C1充電。吸收二極管VDc導(dǎo)通，漏感電流 iLs向電容 Cc釋放，同時為提供勵磁電感 Lm1、Lm2的續(xù)流路徑，輸出二極管 VDo1、VDo2導(dǎo)通，勵磁電感電流im1、im2線性下降

當(dāng)漏感Ls2的能量釋放完畢，此工作模態(tài)結(jié)束。

模態(tài) 4[t3～t4]：t3時刻，漏感電流iLs下降到零，二極管 VDc實現(xiàn)零電流關(guān)斷，二極管 VDo1、VDo2繼續(xù)導(dǎo)通，勵磁電感電流 im1、im2繼續(xù)線性下降。電容Cc通過輸出二極管 VDo1向負載傳遞能量，輸出濾波電容 Co1、Co2充電，直到下一個開關(guān)周期驅(qū)動脈沖的到來。

2.3 增益特性分析

由于模態(tài)2的工作時間較短，在進行穩(wěn)態(tài)分析時，忽略其影響。在開關(guān)管S1導(dǎo)通階段，加在勵磁電感Lm1、Lm2兩端的電壓可表示為

式中，D 為開關(guān)管占空比，Ts為開關(guān)周期，參數(shù)k1=Lm1/(Lm1+Ls1)，k2=Lm2/(Lm2+Ls2)。

在開關(guān)管S1關(guān)斷階段，輸出電容電壓可表示為

由模態(tài)3和模態(tài)4的分析可知

聯(lián)立式（7）～式（12），求解可得變換器的輸出電壓 Vo1、Vo2，吸收電容電壓 VCc，中間儲能電容電壓VC1分別為

由此可得，變換器的增益特性

理想情況下，認為變壓器T1、T2漏感遠遠小于勵磁電感，可近似取參數(shù)k1=k2=1，由此可得變換器的增益為

圖 4繪制了在參數(shù)k1、k2不變耦合電感變比改變時變換器隨占空比變化的增益特性曲線。圖5給出了參數(shù) k1、k2變化耦合電感不變時變換器隨占空比變化的增益特性曲線。由此可知，有效調(diào)節(jié)耦合電感變比，可實現(xiàn)變換器的高增益特性，同時，變壓器漏感增大，即耦合電感系數(shù)k1、k2減小，變換器的增益也隨之減小。圖 6給出了對已有文獻[18, 23]的高增益變換器拓撲增益對比曲線，其中，文獻[23]所提出的變換器變比參數(shù)選取 n=3，本文所提出的變換器的變比參數(shù)n1=1，n2=3，k1=k2=1。由圖6可知，本文所提出的變換器與已有文獻的變換器進行比較，具有更高的增益，從而可進一步避免極限占空比的出現(xiàn)，以提高變換器的效率。

圖4 耦合電感變比變化時變換器的增益對比曲線Fig.4 Gain curves of the proposed converter with different values of turns ratio but the same coupling coeff i cient

圖5 漏感系數(shù)變化時變換器的增益對比曲線Fig.5 Gain curves of the proposed converter with different values of coupling coeff i cient but the same turns ratio

圖6 變換器的增益對比曲線Fig.6 Comparison of voltage gain versus duty cycle for four types of converters

2.4 勵磁電感 Lm1的臨界條件

由文獻[24]的分析可知，二次型變換器工作于CCM-CCM時，可減小開關(guān)器件的紋波，以簡化輸入濾波器的設(shè)計。對于勵磁電感 Lm1，工作于連續(xù)導(dǎo)電模式需滿足的條件為

式中，Im1和Δim1分別為勵磁電感Lm1的電流平均值和電流紋波。

由 2.2節(jié)變換器的工作模態(tài)分析可知，假設(shè)輸出功率等于輸入功率，即VoIo=VinIin，其中，Iin為輸入電流平均值，因此，Im1可表示為

勵磁電感電流紋波值Δim1可表示為

式中，Im2和Δim2分別為勵磁電感Lm2的電流平均值和電流紋波。

由此可得出勵磁電感 Lm1的臨界條件2Im1＞Δim1

式中，電路參數(shù)K1、Kcrit1(n1,n2,D) 可表示為

由式（21）可知，參量 Kcrit1(n1,n2,D) 在耦合電感變比一定時隨占空比D變化的曲線如圖7所示。由圖 7可知，如果參量滿足 K1＞Kcrit1(n1,n2,D)，勵磁電感 Lm1工作于連續(xù)導(dǎo)電模式；反之，則工作于斷續(xù)導(dǎo)電模式。

圖7 變換器勵磁電感Lm1的臨界條件Fig.7 Boundary condition for magnetizing inductor Lm1

2.5 勵磁電感Lm2的臨界條件

一般認為勵磁電感 Lm2較大，故勵磁電感電流用平均值代替，所得的變換器的簡化工作波形如圖8所示，其中，Im2為勵磁電感 Lm2的平均值，D為開關(guān)管 S1的導(dǎo)通占空比，VD1為吸收二極管 VDc的導(dǎo)通占空比，Ts為開關(guān)周期。對于勵磁電感Lm2，工作于連續(xù)導(dǎo)電模式需滿足的條件為

圖8 變換器的簡化工作波形Fig.8 Simplified waveforms for proposed converter

由文獻[6]的分析可知，由電容 Cc的電荷平衡可得出二極管VDc的導(dǎo)通占空比可表示為

因此，由圖 8中iLs的工作波形可求得

由 2.2節(jié)變換器的工作模態(tài)分析可知，勵磁電感電流平均值 Im2可表示為

聯(lián)立式（24）、式（25）可得

勵磁電感電流紋波值Δim2可表示為

Δ

=CV

i DT

L

m2 s m2

1

（27）

由此可得出勵磁電感 Lm1的臨界條件

式中，電路參數(shù)K2、Kcri2(n1,n2,D) 可表示為

由式（30）可知，參量 Kcrit2(n1,n2,D) 在耦合電感變比一定時隨占空比 D變化的曲線如圖 9所示。由圖 9可知，如果參量滿足K2＞Kcrit2(n1,n2,D),勵磁電感 Lm2工作于連續(xù)導(dǎo)電模式；反之，則工作于斷續(xù)導(dǎo)電模式。

圖9 變換器勵磁電感Lm2的臨界條件Fig.9 Boundary condition for magnetizing inductor Lm2

2.6 開關(guān)管與二極管電壓應(yīng)力分析

在不考慮漏感影響的情況下，可得開關(guān)管 S1和續(xù)流二極管VDo1、VDo2的電壓應(yīng)力分別為

二極管VD1、VD2的電壓應(yīng)力分別為

由式（31）～式（35）可知，雙耦合電感二次型Boost高增益變換器開關(guān)管S1和二極管VD1、VD2的電壓應(yīng)力與耦合電感變比無關(guān)，而且該變換器避免極限占空比，進一步減小了其電壓應(yīng)力。二極管VDo1、VDo2的電壓應(yīng)力雖然與耦合電感變比有關(guān)，但通過合理設(shè)計耦合電感變比 n1、n2，可優(yōu)化二極管的電壓應(yīng)力。

3 性能比較分析

下表所示為雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的工作特性與傳統(tǒng)高增益變換器的對比分析結(jié)果，圖10給出了四種變換器開關(guān)管電壓應(yīng)力對比曲線。由圖10可知，在輸出電壓Vo相同的情況下，在較寬占空比范圍內(nèi)，本文所提出的變換器實現(xiàn)了更低的開關(guān)管電壓應(yīng)力，從而可選取低電壓等級的MOSFET以減小變換器的成本和損耗，提升變換器的效率。此外，同等條件下選取較小的占空比可進一步減小變換器中二極管的電壓應(yīng)力。

表 工作特性對比分析Tab. Comparative analysis of operating characteristics

4 實驗結(jié)果與分析

4.1 實驗參數(shù)

為了驗證理論分析的正確性，設(shè)計并制作了一臺雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的實驗樣機，變換器主要參數(shù)選取如下：額定輸出功率Po= 100W，輸入電壓Vin= 18 V，輸出電壓Vo=200V，負載電阻 Ro=400Ω，開關(guān)頻率 fs=100kHz，輸出電容Co= 220μF，吸收電容Cc=2.2μF，中間儲能電容C1=4.7μF。

此外，由電路關(guān)鍵參數(shù)可知，變換器的增益為200V/18V=11。由于耦合電感變比太大會增加二極管的電壓應(yīng)力，考慮一定的電壓裕量后，折中選取變壓器變比 n1=n2=3，根據(jù)式（15）計算出所需的占空比D=0.48。耦合電感選取TDK公司的ETD34磁心，一、二次繞組匝比為 15T:45T，一次勵磁電感的使變換器工作于連續(xù)導(dǎo)電模式，由 2.4節(jié)和 2.5節(jié)勵磁電感臨界條件分析可知，滿足電路參數(shù)條件的臨界值Kcrit1(n1,n2,D)=2.751×10-3，Kcri2(n1,n2,D)=0.01，因此，電路參數(shù) K1,K2均要大于臨界值，故需滿足K1, K2＞Max(Kcrit1(n1,n2,D), Kcrit2(n1,n2,D))，有Lm＞0.01RoTs/2=20μH，文中選取Lm=50μH。此外，繞制的變壓器漏感為勵磁電感的3%，漏感為1.5μH。由此可以計算出鉗位電容 Cc兩端的電壓為 VCc=64V。由此可知，開關(guān)管 S1和吸收二極管 VDc的電壓應(yīng)力均為64V，二極管 VDo1和 VDo2的電壓應(yīng)力分別為104V和200V，二極管VD1和VD2的電壓應(yīng)力為35V和 32V，考慮一定裕量，選取開關(guān)管 S1型號STP19NF20（VDSS=200V，RDS(on)=0.16Ω），選取二極管VDc、VD1、VD2為電壓等級為150V的肖特基二極管STPS3150，二極管 VDo1、VDo2為電壓等級為400V的快恢復(fù)二極管STTH8R04。

4.2 實驗結(jié)果

圖11～圖16所示為滿載工作時，雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的實驗波形。圖 11為開關(guān)管 S1兩端電壓波形和耦合電感一次漏感電流波形，實驗波形與理論分析波形基本一致，且由圖11可知，開關(guān)管兩端電壓幾乎被鉗位在 64V，與理論計算基本一致。但從實驗結(jié)果中可以看出，開關(guān)管兩端仍存在一定的電壓尖峰，其原因由吸收二極管兩端的寄生電容和吸收電容與漏感諧振所致。圖 12和圖 13分別為耦合電感 T1、T2一、二次側(cè)實驗波形圖，圖 14為流過吸收電路的電流實驗波形。由圖 14可知，吸收二極管 VDc實現(xiàn)零電流關(guān)斷，且為漏感提供電流流通路徑，實現(xiàn)了漏感能量的回收。圖15為二極管 VD1、VD2電流實驗波形圖，也驗證了工作模態(tài)分析的正確性。圖16為測試的輸出電壓波形圖和鉗位電壓實驗波形，由圖16可知，鉗位電容電壓被鉗位在 64V，輸出電壓為200V，與理論分析基本一致。

圖11 開關(guān)管S1的漏源電壓、耦合電感一次電流波形Fig.11 Voltage waveforms for switch and current waveforms for coupled-inductor

圖12 輸出二極管VDo2的電流實驗波形Fig.12 Experimental current of output diode VDo2

圖13 輸出二極管VDo1的電流實驗波形Fig.13 Experimental current of output diode VDo1

圖14 吸收電路的電流實驗波形Fig.14 Experimental current waveforms of passive lossless snubber

圖15 二極管VD1、VD2電流波形Fig.15 Experimental current waveforms for the diode VD1、VD2

圖16 輸出電壓與鉗位電壓波形Fig.16 Output voltage and voltage across the capacitor Cc

圖17 所示為本文提出的雙耦合電感二次型Boost高增益變換器的效率對比曲線，由圖17可知，雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的最高效率可達到 92.5%，在滿載 Po=100W 時，變換器的效率為92%；而文獻[17, 18]所提出的變換器最高效率分別為91%和91.5%。與文獻[17, 18]所提出的變換器拓撲電路相比，在相同輸入輸出電路參數(shù)的情況下，本文所提出的變換器在二次型 Boost變換器中引入耦合電感，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，同時減小了占空比，因此，低導(dǎo)通電阻、低電壓等級的MOSFET減小了變換器的導(dǎo)通損耗，從而提高變換器的效率；而且，增加吸收電路開關(guān)管兩端的電壓尖峰得到抑制，漏感能量得到有效利用，漏感能量向負載傳遞，進一步提升了變換器的效率。

圖17 效率曲線Fig.17 Efficiency of experimental results

5 結(jié)論

本文提出了一種雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器，給出了變換器工作模態(tài)的詳細分析，并推導(dǎo)了變換器的穩(wěn)態(tài)增益特性，且推導(dǎo)了勵磁電感電流連續(xù)時的臨界條件，同時與傳統(tǒng)二次型高增益變換器做了性能對比分析。實驗結(jié)果表明，本文提出的雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器在傳統(tǒng)二次型 Boost變換器拓撲的基礎(chǔ)上，引入雙耦合電感，減小了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，而且采用無源無損吸收電路抑制了開關(guān)管兩端的電壓尖峰，回收了漏感能量。基于以上優(yōu)點，該變換器為光伏、燃料電池等需要高增益 DC-DC變換器的新能源場合提供了解決方案。

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High Voltage Gain DC-DC Converter Based on Two-Coupled-Inductor

Cao Taiqiang1 Liu Wei1 Guo Xiaoying2 Chen Zhangyong3 Wang Jun1 Sun Zhang1 You Fang1 Luo Qian4

（1. Xihua University Chengdu 610039 China 2. Panzhihua University Panzhihua 617000 China 3. Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China 4. Information Filiale, The Second Research Institute of CAAC Chengdu 610041 China）

High voltage gain non-isolated DC-DC converter with two-coupled-inductor is presented in this paper. Based on single switch quadratic boost topology, by incorporating coupled-inductor cell into pre-stage boost cell and stacking the output voltage, the proposed converter can achieve high voltage gain property. Meanwhile, by introducing coupled-inductor cell into post-stage boost cell, voltage stress of power switch is decreased. Furthermore, passive snubber is utilized to suppress voltage spike stress of the switch and low-voltage-rated MOSFET with low RDS(on)for reduction of the conduction loss and cost can be chosen, therefore efficiency of the converter improved. Finally, Steady state analysis of the converter and operating characteristics is developed and experimental results from a 200W 20V/200V prototype were presented to verify the analysis of the proposed converter.

Renewable resources, quadratic Boost converter, coupled-inductor, high voltage gain, passive lossless snubber circuit

TN86; TM463

曹太強 男，1969年生，男，博士，高級工程師，主要從事新能源，大功率開關(guān)變換器及光伏發(fā)電，電力電子與電力傳動的研究。

四川省科技廳應(yīng)用基礎(chǔ)研究項目（2012JY0120），四川省科技廳支撐項目（2013GZ0130），四川省教育廳重點項目（11ZA003），四川省電力電子節(jié)能技術(shù)與裝備重點實驗室開放基金，四川省高校重點實驗室-太陽能技術(shù)集成及應(yīng)用推廣，攀枝花市太陽能光伏離/并網(wǎng)智能化控制逆變一體集成應(yīng)用（2014CY-S-1-2）；分布式光伏多逆變器并網(wǎng)控制研究（2014YB11）資助項目。

2014-03-25 改稿日期 2014-05-27

劉 威 男，1988年生，男，碩士研究生，主要從事研究電力電子與電力傳動和開關(guān)電源的研究。