基于空間矢量調(diào)制的星形級(jí)聯(lián)H橋SVG直流側(cè)電壓控制方法研究

劉云峰 何英杰 尹仕奇 王 躍 劉進(jìn)軍

(電力設(shè)備電氣絕緣國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(西安交通大學(xué)) 西安 710049)

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基于空間矢量調(diào)制的星形級(jí)聯(lián)H橋SVG直流側(cè)電壓控制方法研究

劉云峰 何英杰 尹仕奇 王 躍 劉進(jìn)軍

(電力設(shè)備電氣絕緣國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(西安交通大學(xué)) 西安 710049)

詳細(xì)分析了空間矢量調(diào)制方法在級(jí)聯(lián)H橋靜止無功發(fā)生器(SVG)直流側(cè)電壓波動(dòng)控制中的應(yīng)用，提出基于空間矢量的直流側(cè)電壓三層控制結(jié)構(gòu)：第一層為總直流側(cè)電壓控制；第二層為層間均壓控制，層與層之間采用相移空間矢量調(diào)制方法；第三層為層內(nèi)三相之間直流側(cè)均壓控制。通過選擇合適空間矢量冗余狀態(tài)實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓穩(wěn)定和減小直流側(cè)電壓波動(dòng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方法的正確性和有效性。

級(jí)聯(lián)H橋SVG 空間矢量調(diào)制 直流側(cè)電壓控制 能量函數(shù)

0 引言

靜止無功發(fā)生器(SVG)具有無功電流調(diào)節(jié)速度快、運(yùn)行范圍廣、諧波含量低等優(yōu)點(diǎn)，具有廣泛的應(yīng)用前景[1-4]。級(jí)聯(lián)H橋多電平結(jié)構(gòu)的SVG具有各逆變單元獨(dú)立、易于模塊化擴(kuò)展、無需多重變壓器接入、諧波含量低、在輸出相同電平下所需開關(guān)元件少等優(yōu)點(diǎn)，目前成為中高壓無功補(bǔ)償領(lǐng)域的主要拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5-7]。

由于H橋的直流側(cè)電容相互獨(dú)立，實(shí)際運(yùn)行過程中逆變器必然存在損耗，且各H橋單元的參數(shù)和損耗間存在的差異無法避免，造成直流側(cè)電容電壓的不平衡，從而影響到SVG裝置輸出電壓和電流的諧波含量，嚴(yán)重時(shí)不平衡的電容電壓有可能超過開關(guān)元件耐壓等級(jí)，導(dǎo)致元件燒損，危及到裝置的安全可靠運(yùn)行。因此，對(duì)級(jí)聯(lián)H橋SVG直流側(cè)電容電壓平衡控制方法的研究已成為國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究的熱點(diǎn)[8-11]。

目前多電平逆變器研究和應(yīng)用最普遍的兩種調(diào)制方法是載波調(diào)制(SPWM)和空間矢量調(diào)制(SVPWM)[12-14]。SVPWM是以三相對(duì)稱正弦波電壓供電時(shí)三相對(duì)稱電動(dòng)機(jī)定子理想磁鏈圓為參考標(biāo)準(zhǔn)，以三相逆變器不同開關(guān)模式作適當(dāng)?shù)那袚Q，從而形成PWM，以所形成的實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶縼碜粉櫰錅?zhǔn)確磁鏈圓，這種PWM控制法便于微機(jī)實(shí)時(shí)控制、具有轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小、噪聲低、電壓利用率高、開關(guān)損耗小等特點(diǎn)[15，16]。目前基于空間矢量的直流側(cè)電壓控制方法已有很多研究。文獻(xiàn)[17]提出了單相相移空間矢量調(diào)制方法用于級(jí)聯(lián)H橋STATCOM并實(shí)現(xiàn)了各串聯(lián)H橋的直流側(cè)均壓控制。文獻(xiàn)[18]針對(duì)三相級(jí)聯(lián)H橋APF提出了采用相移空間矢量調(diào)制直流側(cè)電壓控制方法，但其未對(duì)每相模塊間和三相之間的均壓控制進(jìn)行研究。文獻(xiàn)[19]提出了混合多電平APF直流側(cè)電壓控制方法，其高頻H橋模塊采用空間矢量進(jìn)行調(diào)制，但其未提出三相3個(gè)高頻H橋之間直流側(cè)電壓均衡控制方法。

本文詳細(xì)分析了空間矢量調(diào)制方法在級(jí)聯(lián)H橋SVG直流側(cè)電壓波動(dòng)控制中的應(yīng)用，提出了基于空間矢量調(diào)制的直流側(cè)電壓三層控制結(jié)構(gòu)，通過選擇合適空間矢量冗余狀態(tài)實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓穩(wěn)定和減小直流側(cè)電壓波動(dòng)。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制理論研究的正確性。

1 SVG控制系統(tǒng)

級(jí)聯(lián)H橋多電平SVG主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，A、B、C三相星形聯(lián)結(jié)，每相由N個(gè)完全相同的H橋模塊串聯(lián)構(gòu)成，再經(jīng)連接電抗器L與電網(wǎng)相連。usa、usb和usc分別為三相電網(wǎng)電壓；ica、icb和icc分別為串聯(lián)多電平SVG三相輸出電流；Li(i=a，b，c)為SVG與電網(wǎng)連接時(shí)的進(jìn)線電感；udc_ik(i=a，b，c；k=1，2，…，N)為H橋單相電路模塊直流側(cè)電壓；Rdc_ik和Cdc_ik(i=a，b，c；k=1，2，…，N)分別為各H橋模塊等效損耗和直流側(cè)電容值。

圖1 級(jí)聯(lián)H橋多電平SVG主電路Fig.1 Main circuit of cascaded H bridge multilevel inverter with star connection

圖2 三層控制系統(tǒng)框圖Fig.2 Three layers of control system

圖2所示為該級(jí)聯(lián)H橋多電平SVG整個(gè)控制框圖，控制系統(tǒng)分為直流側(cè)電壓控制環(huán)和輸出電流跟蹤控制環(huán)兩部分。電壓環(huán)維持SVG直流側(cè)電壓恒定。電流環(huán)可分為求取補(bǔ)償電流參考值的上層算法模塊和跟蹤參考電流的控制模塊兩部分。本文在上層算法模塊中，采用基于瞬時(shí)無功功率理論的無功檢測(cè)法；在控制模塊中采用dq狀態(tài)解耦PI控制方法。

圖3 三相直流側(cè)電壓排序Fig.3 Three layers of control system

2 SVG控制系統(tǒng)

2.1 級(jí)聯(lián)H橋多電平空間矢量調(diào)制原理

控制系統(tǒng)第三層為三相H橋組內(nèi)部的直流側(cè)電壓均衡控制，使三相每個(gè)H橋模塊直流側(cè)電壓等于參考值。每個(gè)H橋組輸出相電壓為三電平，每個(gè)H橋有4種開關(guān)狀態(tài)，定義開關(guān)變量Sa、Sb、Sc分別表示三相H橋模塊輸出的電平狀態(tài)，其值如表1所示，以A相為例，Sa=2表示H橋模塊左橋臂上開關(guān)管和右橋臂下開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，輸出電壓為Vdc；Sa=0表示H橋模塊左橋臂下開關(guān)管和右橋臂上開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，輸出電壓為-Vdc。Sa=1+代表H橋模塊左右橋臂的上管同時(shí)導(dǎo)通，Sa=1-代表H橋模塊左右橋臂的下管同時(shí)導(dǎo)通，輸出電壓均為零，此時(shí)存在一個(gè)冗余狀態(tài)。

表1 H橋模塊的輸出電壓及開關(guān)狀態(tài)Tab.1 The output voltage and switching state of H-bridge

由于每相有4個(gè)開關(guān)狀態(tài)，因此級(jí)聯(lián)H橋三電平共有64(43=64)個(gè)開關(guān)狀態(tài)。逆變器每相輸出電壓為uAN、uBN和uCN，由開關(guān)狀態(tài)得uAN=(Sa-1)Vdc、uBN=(Sb-1)Vdc、uCN=(Sc-1)Vdc，定義空間矢量V為

(1)

圖4 三電平空間矢量圖Fig.4 The space vector diagram of Three-level inverter

由式(1)得到αβ坐標(biāo)系下的空間矢量圖如圖4所示，級(jí)聯(lián)H橋三電平的64個(gè)開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)于空間矢量圖上的19個(gè)電壓矢量，分布在三角形各頂點(diǎn)上，定義位于空間矢量圖中心的電壓矢量為零矢量，內(nèi)部小正六邊形的頂點(diǎn)為6個(gè)小矢量，外部大正六邊形的頂點(diǎn)為6個(gè)大矢量，剩下的6個(gè)為中矢量。由圖可知零矢量V0含有10個(gè)開關(guān)狀態(tài)，小矢量V1、V2、V3、V4、V5、V6含6個(gè)開關(guān)狀態(tài)。

定義級(jí)聯(lián)H橋三電平的調(diào)制比為

(2)

根據(jù)空間矢量圖的對(duì)稱性，將矢量圖分成6個(gè)區(qū)，根據(jù)逆時(shí)針方向，依次為Ⅰ區(qū)、Ⅱ區(qū)、Ⅲ區(qū)、Ⅳ區(qū)、Ⅴ區(qū)和Ⅵ區(qū)，每個(gè)區(qū)分成4個(gè)小三角形區(qū)域，只要確定參考電壓矢量在哪個(gè)小三角形區(qū)域，根據(jù)平行四邊形法則就能確定3個(gè)合成矢量的作用時(shí)間，最后確定輸出的調(diào)制序列。

以最內(nèi)層D1小三角形為例，由于各電壓矢量的冗余狀態(tài)，可輸出6～14段調(diào)制序列，如圖5所示為輸出14段兩電平兩倍頻調(diào)制序列和對(duì)應(yīng)的A相各開關(guān)管的開斷動(dòng)作情況，Sa1、Sa2、Sa3、Sa4表示A相單H橋4個(gè)開關(guān)管的開斷動(dòng)作狀態(tài)，“1”表示導(dǎo)通，“0”表示關(guān)斷。因H橋模塊“1+”和“1-”的輸出電壓狀態(tài)的冗余，導(dǎo)致其等效開關(guān)頻率加倍。

圖5 最內(nèi)層D1小三角形14段調(diào)制序列Fig.5 14 segments SVPWM sequence in inner triangle D1

2.2 開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電壓波動(dòng)的影響

直流側(cè)電流波動(dòng)值與SVG輸出電流和開關(guān)狀態(tài)有關(guān)，而直流側(cè)電容電壓是由直流側(cè)電流積分得到，故可通過研究開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電流的影響來研究其對(duì)直流側(cè)電壓波動(dòng)的影響。設(shè)電流由電網(wǎng)流向SVG為正，當(dāng)H橋輸出電壓為正電平時(shí)，則電容因充電而使得其電壓升高；當(dāng)H橋輸出為負(fù)電平時(shí)，則電容因放電而使得電容電壓降低；當(dāng)H橋輸出為零電平時(shí)，則對(duì)直流側(cè)的電容電壓無影響。定義一個(gè)電流開關(guān)函數(shù)kdc

(3)

由此得出各開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電壓影響情況，表2為零矢量和小矢量各開關(guān)狀態(tài)對(duì)A、B、C三相直流側(cè)電流的影響，表3為中矢量和大矢量各開關(guān)狀態(tài)對(duì)A、B、C三相直流側(cè)電流的影響。H橋輸出零電平包括H橋模塊左右橋臂的上管同時(shí)導(dǎo)通(開關(guān)狀態(tài)變量1+)和下管同時(shí)導(dǎo)通(開關(guān)狀態(tài)變量1-)兩種情況，對(duì)直流側(cè)電容電壓影響相同，所以開關(guān)狀態(tài)分析時(shí)不區(qū)分1+和1-，用1進(jìn)行表示。

表2 零矢量和小矢量各開關(guān)狀態(tài)對(duì)三相直流側(cè)電壓影響Tab.2 The influence on DC voltage by switching states of zero vector and small vectors

表3 中矢量和大矢量各開關(guān)狀態(tài)對(duì)三相直流側(cè)電壓影響Tab.3 The influence on DC voltage by switching states of middle vectors and large vectors

通過分析可知，零矢量的開關(guān)狀態(tài)S1(111)對(duì)直流側(cè)電壓無影響，零矢量開關(guān)狀態(tài)S2(000)和S3(222)同時(shí)影響三相直流側(cè)電壓，大矢量所有開關(guān)狀態(tài)也同時(shí)影響三相直流側(cè)電壓，中矢量同時(shí)影響兩相電壓波動(dòng)，小矢量影響兩相或一相直流側(cè)電壓。所有開關(guān)狀態(tài)作用效果和作用時(shí)間相乘后求和，可得到直流側(cè)電壓波動(dòng)情況，表達(dá)式如下

idc_j=Sw_jij

Sw_j=ds0S0j+ds1S1j+dmMj+dlLj+d0Zjj=a,b,c

(4)

式中，Sw_j為總的開關(guān)函數(shù)，反映所有矢量對(duì)直流側(cè)電流的作用效果，相當(dāng)于SPWM調(diào)制中的調(diào)制波。為區(qū)分小矢量的兩個(gè)開關(guān)狀態(tài)，稱S4～S9為正小矢量，S10～S15為負(fù)小矢量，S0j、S1j分別為正、負(fù)小矢量的電流開關(guān)函數(shù)；ij為SVG輸出電流；Zj、Lj、Mj分別為零矢量、大矢量和中矢量的電流開關(guān)函數(shù)；d0、ds0、ds1、dl、dm分別為零矢量、正小矢量、負(fù)小矢量、大矢量和中矢量的作用時(shí)間。由于小矢量中存在冗余狀態(tài)，通過ms0和ms1可以量化小矢量正、負(fù)開關(guān)狀態(tài)作用的時(shí)間。當(dāng)ms0和ms1等于1時(shí)，只選擇正小矢量，當(dāng)ms0和ms1等于0時(shí)，只選擇負(fù)小矢量。通過表1還可得到，對(duì)于小矢量而言，其正、負(fù)開關(guān)狀態(tài)的電流開關(guān)函數(shù)存在如下關(guān)系

(5)

設(shè)ds為小矢量的占空比，則正、負(fù)小矢量的占空比為

(6)

由以上分析可知，大矢量和中矢量無冗余狀態(tài)，屬于不可控量，它們給直流側(cè)帶來的波動(dòng)是無法避免的。小矢量存在冗余狀態(tài)，可通過具體選擇正、負(fù)小矢量的作用時(shí)間來減小直流側(cè)的電壓波動(dòng)。以A相為例，m=0.8，無功電流幅值為50 A，大矢量和中矢量對(duì)直流側(cè)電流波動(dòng)的影響之和為(dmMa+dlLa)ia，如圖6所示，小矢量正、負(fù)開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電流的影響分別為ds0S0aia及ds1S1aia，如圖7所示。

圖6 m=0.8，A相大、中矢量對(duì)直流側(cè)電流的影響Fig.6 m=0.8，the effect of large vectors and middle vectors in phase A on DC voltage

①為小矢量正開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電流波動(dòng)影響；②為小矢量負(fù)開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電流波動(dòng)影響 圖7 m=0.8，A相小矢量正、負(fù)開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電流的影響Fig.7 m=0.8，the effect of positive and negative switching of small vectors in phase A on DC voltage

由圖6、圖7可知，不可控量大矢量和中矢量共同作用時(shí)將引起直流側(cè)電壓的二次波動(dòng)，而小矢量可通過合理選擇小矢量的冗余狀態(tài)，減小直流側(cè)的電壓波動(dòng)。

3 直流側(cè)電壓控制方法

因SVG輸出三相電流不同，每個(gè)開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)A、B、C三相的電流開關(guān)函數(shù)不同，對(duì)直流側(cè)電壓波動(dòng)影響也不同，當(dāng)其中的一相電壓波動(dòng)很小時(shí)，另外兩相的電壓波動(dòng)可能很大，需均衡考慮三相的電容電壓波動(dòng)的大小，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)SVG的穩(wěn)定控制，因此引入如下能量函數(shù)

(7)

式中，Δudc_j(j=a、b、c)為三相電容電壓值與電容參考電壓值之間的差值，即三相直流側(cè)電壓的波動(dòng)量。當(dāng)F值最小時(shí)，意味著總能量變化最小，三相直流側(cè)電壓整體波動(dòng)最小?？刂撇呗允窃诿總€(gè)開關(guān)周期初始時(shí)刻首先通過計(jì)算篩選出該開關(guān)周期中能量函數(shù)F值最小的序列，將此序列作為該開關(guān)周期的最優(yōu)調(diào)制序列調(diào)制輸出，從而達(dá)到減小直流側(cè)電壓波動(dòng)的效果。

參考矢量所在區(qū)域不同，合成該參考矢量的電壓矢量也不同，其輸出序列對(duì)直流側(cè)電壓的影響也不同。按參考電壓所在區(qū)域，以第Ⅰ扇區(qū)為例，有內(nèi)部調(diào)制D1、中部調(diào)制D7和外部調(diào)制D13和D143種情況，其他扇區(qū)類似。①內(nèi)部調(diào)制，一個(gè)零矢量和兩個(gè)小矢量的調(diào)制；②中部調(diào)制，兩個(gè)小矢量和一個(gè)中矢量的調(diào)制；③外部調(diào)制，一個(gè)大矢量、一個(gè)中矢量和一個(gè)小矢量的調(diào)制。

為優(yōu)化SVPWM控制，其輸出調(diào)制序列有以下3條選擇原則：①優(yōu)化開關(guān)頻率，減小dv/dt及開關(guān)損耗，開關(guān)狀態(tài)的選擇應(yīng)保證每次只有一相開關(guān)狀態(tài)變化；②減小THD，在一個(gè)開關(guān)周期Ts中，開關(guān)狀態(tài)應(yīng)是對(duì)稱的；③每相只能有單位電平的跳變。以D13扇區(qū)為例，參考電壓矢量由V1、V7和V13合成，其中V1有S4(1+00)、S4(1-00)、S10(21+1+)、S10(21+1-)、S10(21-1+)和S10(21-1-)共6個(gè)開關(guān)狀態(tài)，V7有S16(21+0) 和S16(21-0)兩個(gè)開關(guān)狀態(tài)，V13的開關(guān)狀態(tài)只有S22(200)。選用矢量V1的不同開關(guān)狀態(tài)(100)和(211)時(shí)，該開關(guān)周期能量函數(shù)F值必然不同。所以，最優(yōu)調(diào)制序列調(diào)制必定只含有(100)和(211)中的一個(gè)。根據(jù)調(diào)制序列選擇的原則，D13扇區(qū)的具體調(diào)制序列如表4所示，共32種情況。

表4 D13扇區(qū)最小能量控制算法的調(diào)制序列Tab.4 The modulation sequence based on minimum energy function in section D13

假設(shè)參考電壓矢量位于D13扇區(qū)內(nèi)，則在每個(gè)開關(guān)周期開始前分別計(jì)算D13扇區(qū)內(nèi)各種調(diào)制序列的能量函數(shù)F值，選擇F值最小的調(diào)制序列，作為該開關(guān)周期的調(diào)制序列輸出，這樣就能保證在每個(gè)開關(guān)周期都能注入最優(yōu)的零序量來減小直流側(cè)的電壓波動(dòng)。由表4可得，調(diào)制序列1、2、…、16和調(diào)制序列17、18、…、32為開關(guān)狀態(tài)不同，但能量函數(shù)F值相同，所以實(shí)際根據(jù)能量函數(shù)進(jìn)行選擇，就是在調(diào)制序列1、2、…、16和調(diào)制序列17、18、…、32之間進(jìn)行選擇。而對(duì)由相同開關(guān)狀態(tài)確定的16種調(diào)制序列，又分為兩相倍頻調(diào)制、單相倍頻調(diào)制和無倍頻調(diào)制輸出。通過開關(guān)頻率等效倍頻的輸出，可減小諧波和開關(guān)損耗，因此在確定所選開關(guān)狀態(tài)后，因選擇能夠?qū)崿F(xiàn)兩相倍頻的調(diào)制序列從而實(shí)現(xiàn)調(diào)制的優(yōu)化。本文根據(jù)能量函數(shù)，在調(diào)制序列1和調(diào)制序列17之間進(jìn)行選擇。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)分析

4.1 仿真分析

通過Matlab/Simulink對(duì)SVG三層直流側(cè)電壓平衡控制方法進(jìn)行仿真驗(yàn)證，電網(wǎng)相電壓幅值為311 V，采樣頻率為10 kHz，每相4個(gè)模塊級(jí)聯(lián)，連接電感為6 mH，直流側(cè)電容值為4 700 μF，每個(gè)模塊直流側(cè)電壓為100 V，圖8所示為SVG主電路每相輸出九電平電壓波形，圖9為SVG補(bǔ)償動(dòng)態(tài)不平衡無功電流時(shí)的輸出電流和電網(wǎng)電壓波形，動(dòng)態(tài)負(fù)載在t=0.05 s發(fā)生突變，測(cè)得此時(shí)裝置輸出的無功電流THD=0.91%，圖10為對(duì)應(yīng)裝置的三相直流側(cè)電容電壓波形，可看到在動(dòng)態(tài)不平衡負(fù)載突變的情況下，直流側(cè)電壓能夠維持穩(wěn)定。

圖8 三相主電路輸出九電平電壓波形Fig.8 The waveform of output voltage of nine-level by SVG

圖9 SVG輸出補(bǔ)償三相無功電流在不對(duì)稱負(fù)載突變時(shí)的波形Fig.9 The waveform of three phase output current at the unbalance load changed by SVG

圖10 SVG三相直流側(cè)電容電壓在負(fù)載突變時(shí)的波形Fig.10 The waveform of three phase DC voltage at dynamic load by SVG

4.2 實(shí)驗(yàn)分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證該控制算法的正確性和穩(wěn)定性，搭建了以每相2個(gè)H橋模塊(N=2)級(jí)聯(lián)的SVG實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，主控制器由DSP和FPGA共同實(shí)現(xiàn)。DSP選擇TI公司的TMS320F28335，主要實(shí)現(xiàn)了整個(gè)系統(tǒng)控制；FPGA選擇Altera公司CycloneⅡ系列的EP2C35F484C8，主要產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表5所示。

表5 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.5 Parameters of experimental system

圖11為SVG輸出A相電網(wǎng)電壓和A相SVG補(bǔ)償?shù)臒o功電流波形，從圖中可看出級(jí)聯(lián)H橋SVG輸出超前電網(wǎng)電壓3A的無功電流，精確跟蹤指令電流，且直流側(cè)電壓維持穩(wěn)定，測(cè)得此時(shí)輸出電流THD為1.6%。

圖11 A相電網(wǎng)電壓、直流側(cè)電壓和A相SVG補(bǔ)償?shù)臒o功電流波形Fig.11 The waveform of grid voltage，DC side voltage and output current of phase A by SVG

圖12為A相上下兩個(gè)模塊直流側(cè)電壓和A相總直流側(cè)電壓，圖13為A、B、C每相總直流側(cè)電壓和三相總直流側(cè)電壓，經(jīng)過不可控整流充電和恒流充電后，通過三層控制系統(tǒng)對(duì)直流側(cè)電壓的控制，各模塊電壓穩(wěn)定在參考值附近，且直流側(cè)電壓波動(dòng)很小，說明通過該控制方法SVG在靜態(tài)補(bǔ)償無功功率的情況下，其直流側(cè)電壓能夠保持穩(wěn)定。

圖12 SVG A相上下兩模塊和A相總直流側(cè)電壓波形Fig.12 The waveform of DC voltage of two modules and total DC voltage of phase A by SVG

圖13 每相總直流側(cè)電壓和三相總直流側(cè)電壓波形Fig.13 The waveform of three phase DC voltage of total DC voltage of three phase by SVG

圖14～圖17為SVG動(dòng)態(tài)補(bǔ)償無功功率的波形。圖14為當(dāng)指令電流從10 A跳到-10 A，SVG動(dòng)態(tài)補(bǔ)償A相無功電流、A相電網(wǎng)電壓及A相直流側(cè)電壓的波形，可看出SVG能夠準(zhǔn)確快速的進(jìn)行動(dòng)態(tài)跟蹤，直流側(cè)電壓被控制得很好。圖15為當(dāng)負(fù)載發(fā)生不平衡突變時(shí)，三相SVG補(bǔ)償三相不對(duì)稱無功電流及A相電網(wǎng)電壓波形，圖16為不平衡負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，三相SVG補(bǔ)償三相不對(duì)稱無功電流及A相電網(wǎng)電壓波形，圖17為不平衡負(fù)載發(fā)生突變時(shí)三相直流側(cè)電壓和A相輸出補(bǔ)償無功負(fù)序電流的波形，上述實(shí)驗(yàn)波形說明通過該控制方法SVG在動(dòng)態(tài)補(bǔ)償三相不平衡負(fù)載和負(fù)載突變的情況下，其直流側(cè)電壓能夠保持穩(wěn)定。所有實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明了該控制方法的正確性和可靠性。

圖14 A相電網(wǎng)電壓、直流側(cè)電壓和A相SVG動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)臒o功電流波形Fig.14 The waveform of grid voltage，DC voltage and dynamic compensation output current of phase A by SVG

圖15 補(bǔ)償負(fù)載不平衡突變時(shí)，A相電網(wǎng)電壓和SVG輸出的三相無功電流波形Fig.15 The waveform grid voltage and three phase of reactive current when changed to unbalanced load by SVG

圖16 補(bǔ)償不平衡負(fù)載突變時(shí)，A相電網(wǎng)電壓和SVG輸出的三相無功電流波形Fig.16 The waveform of grid voltage and three phase of reactive current at the unbalanced load changed by SVG

圖17 補(bǔ)償負(fù)載不平衡時(shí)，SVG輸出A相無功電流及三相直流側(cè)電壓波形Fig.17 The waveform of reactive current of phase A and three phase of DC voltage at the unbalanced load in SVG

5 結(jié)論

本文對(duì)星形聯(lián)結(jié)級(jí)聯(lián)H橋多電平SVG直流側(cè)電壓控制進(jìn)行了深入研究，提出了基于空間矢量的直流側(cè)電壓三層控制結(jié)構(gòu)：第一層為總直流側(cè)電壓控制；第二層為層間均壓控制，層與層之間采用相移空間矢量調(diào)制方法；第三層為層內(nèi)三相之間直流側(cè)均壓控制，分析了各開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流側(cè)電壓波動(dòng)影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明采用本文提出的三層直流側(cè)電壓控制策略，直流側(cè)電壓能夠被很好的控制住。

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Research on DC Voltage Control Based on Space Vector Modulation Method in the Star Connection Cascaded H-bridge SVG

LiuYunfengHeYingjieYinShiqiWangYueLiuJinjun

(State Key Laboratory of Electrical Insulation and Power Equipment Xi’an Jiaotong University Xi’an 710049 China)

The static var generator(SVG) with cascaded H-bridge structure can dynamically track the change of the reactive load and improve the power quality of the grid.For SVG with H-bridge cascaded structure，the DC voltage control has been a hot topic.Compared to the carrier based modulation method，the space vector modulation method has more applications on the DC voltage and can be more convenient for digital implementation.Therefore，this paper proposes a three layers control system.The first layer is for total active power control.The second layer is for interlayer voltage balance control which use the phase-shifted space vector pulse width modulation(SVPWM) method.The third layer uses the space vector modulation method，through selecting the appropriate redundant states，the DC voltage balance control and reduce of DC voltage fluctuation can be achieved.Lastly the experiments results verify the correctness and validity of the method.

Cascaded H-bridge SVG，space vector modulation(SVPWM)，DC voltage control，energy function

國(guó)家自然科學(xué)基金(50907052)，陜西省自然科學(xué)基金(2014JQ7271)，國(guó)家高技術(shù)研究發(fā)展(863)計(jì)劃(2012AA05026)和臺(tái)達(dá)科教發(fā)展基金(DREG2013007)資助項(xiàng)目。

2014-11-06 改稿日期2015-01-10

TM464

劉云峰 男，1989年生，碩士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖郊夹g(shù)。

何英杰 男，1978年生，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)槎嚯娖郊夹g(shù)、有源電力濾波器和無功補(bǔ)償。(通信作者)