一種低功耗的振弦式傳感器測(cè)頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)*

何華光，凌朝善，玉丹丹，謝開仲

(1.廣西大學(xué) 計(jì)算機(jī)與電子信息學(xué)院，廣西 南寧530004;2.廣西大學(xué) 土木建筑工程學(xué)院，廣西 南寧530004)

0 引 言

振弦式傳感器輸出頻率的變化能夠反映應(yīng)力的變化，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，測(cè)量精度高，性能可靠等優(yōu)點(diǎn)，在橋梁大壩上得到了廣泛的應(yīng)用［1］。在野外橋梁建設(shè)初期，由于配套市電供應(yīng)系統(tǒng)尚未完善，使用振弦式傳感器對(duì)橋梁長(zhǎng)時(shí)間實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)變得困難。為此，便攜式低功耗振弦式傳感器測(cè)頻系統(tǒng)顯得十分必要。

振弦式傳感器被激振后輸出信號(hào)幅度十分微弱，持續(xù)時(shí)間短，加上外部噪聲的干擾，使得信號(hào)的測(cè)頻變得困難［2］。通常使用較高的激振電壓來提高傳感器輸出信號(hào)的幅度，激振電壓一般大于100 V［3］。因此，激振電路是測(cè)頻系統(tǒng)中消耗電能最大的模塊。要實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的低功耗，降低激振電壓的同時(shí)保證測(cè)頻的有效性是關(guān)鍵。本文設(shè)計(jì)的振弦式傳感器測(cè)頻系統(tǒng)以ARM 處理器STM32L152 為核心，采用Rife 與Quinn 算法對(duì)微弱信號(hào)進(jìn)行頻率檢測(cè)，能夠極大地降低激振電壓，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的低功耗、高精度測(cè)頻。

1 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)采用超低功耗ARM 處理器為核心，系統(tǒng)框圖如圖1 所示。

圖1 硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig 1 Structure block diagram of hardware system

STM32L152VB 是ST 公司最新推出的超低功耗微處理器，具有128 kB 的Flash，16 kB 的SRAM，32 MHz 的主頻以及多種低功耗休眠模式。系統(tǒng)在STM32L152 的控制下對(duì)傳感器進(jìn)行激振，輸出信號(hào)經(jīng)過放大、濾波后由微處理器自帶的12 位A/D 轉(zhuǎn)換器進(jìn)行采樣，數(shù)據(jù)經(jīng)過程序處理后輸出結(jié)果在液晶顯示屏上。系統(tǒng)也可根據(jù)需要將結(jié)果進(jìn)行存儲(chǔ)或者通過藍(lán)牙模塊上傳到計(jì)算機(jī)。

1.1 激振電路設(shè)計(jì)

激振電路在微處理器的控制下，輸出一個(gè)高電壓對(duì)傳感器進(jìn)行激振，具體電路如圖2 所示。

圖2 激振電路Fig 2 Excitation circuit

P1 為傳感器接口，R3 為限流電阻器。當(dāng)微處理器GPIO 口輸出高電平時(shí)，三極管Q1，Q2，Q3 導(dǎo)通，電源電壓加載到傳感器上;反之，GPIO 口輸出低電平三極管截止，傳感器掉電。此時(shí)，傳感器輸出一個(gè)與應(yīng)變力相關(guān)的頻率信號(hào)。為減少電路待機(jī)時(shí)消耗的電流，三極管選用漏電流小的型號(hào)。

1.2 放大電路設(shè)計(jì)

振弦式傳感器被激振后，輸出的頻率信號(hào)十分微弱，需要進(jìn)行高增益放大。具體電路如圖3 所示。

圖3 儀表放大電路Fig 3 Instrumentation amplifier circuit

放大器選用ADI 公司的低功耗儀表放大器AD8422。該芯片是AD620 發(fā)展到第三代的產(chǎn)品，具有更高的動(dòng)態(tài)范圍和更低的功耗。電路設(shè)計(jì)的放大倍數(shù)為1000 倍。由于振弦式傳感器的激振回路和信號(hào)輸出回路是共用的，輸入回路中加入電阻器和二極管構(gòu)成的限幅網(wǎng)絡(luò)，避免了激振電壓對(duì)放大電路的影響，同時(shí)又不影響傳感器正常頻率信號(hào)的輸出。

1.3 濾波電路設(shè)計(jì)

傳感器輸出的頻率信號(hào)范圍從400 Hz ～6 kHz 之間。由于該信號(hào)非常微弱，容易受到外部噪聲的干擾，傳統(tǒng)的振弦式傳感器測(cè)頻系統(tǒng)一般會(huì)采用8 階低通濾波器和8 階高通濾波器串聯(lián)的方式濾除外部噪聲干擾。濾波后的信號(hào)經(jīng)過整形電路，將正弦波轉(zhuǎn)換為矩形波后接入微處理器相應(yīng)端口。由于設(shè)計(jì)的系統(tǒng)采用A/D 轉(zhuǎn)換、數(shù)字信號(hào)處理的方式實(shí)現(xiàn)傳感器的頻率測(cè)量，因此，系統(tǒng)對(duì)濾波器電路進(jìn)行了簡(jiǎn)化，具體電路如圖4 所示。

圖4 濾波電路Fig 4 Filtering circuit

由圖4 可見，濾波電路由傳統(tǒng)的兩級(jí)8 階串聯(lián)簡(jiǎn)化為兩級(jí)4 階串聯(lián)，并且省去了整形電路。信號(hào)添加直流偏置后直接接入微處理器的A/D 轉(zhuǎn)換端口。這樣使得硬件電路復(fù)雜度顯著降低，減少了電能消耗。電路使用高精度、低功耗運(yùn)算放大器AD8542，該芯片內(nèi)部?jī)H消耗90μA 的電流。

1.4 電源電路設(shè)計(jì)

運(yùn)算放大器使用的負(fù)電壓由LM2663 芯片產(chǎn)生，該芯片為開關(guān)電容/電壓轉(zhuǎn)換器，可將輸入的正電壓轉(zhuǎn)換為大小相等的負(fù)電壓。正電壓采用超低靜態(tài)電流3.3V 穩(wěn)壓芯片TPS78233DDCR，該芯片靜態(tài)電流僅為0.5μA。當(dāng)其使能端EN 為低電平時(shí)，芯片可關(guān)斷電源輸出。利用這個(gè)功能，微處理器結(jié)合多個(gè)電源芯片可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)電源管理。需要工作的模塊才能上電，其他模塊電源應(yīng)該處于關(guān)斷狀態(tài)，以節(jié)約電能。具體電路如圖5 所示。

圖5 電源電路Fig 5 Power circuit

2 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

2.1 Rife 算法與Quinn 算法基本原理

系統(tǒng)采用Rife 算法與Quinn 算法結(jié)合實(shí)現(xiàn)振弦式傳感器的精確測(cè)頻。Rife 測(cè)頻算法指出，白噪聲背景中某一正弦信號(hào)的頻率估算如式(1)［4］

式中 N 為采樣點(diǎn)數(shù)，fs為采樣頻率;k0為FFT 后最大譜線離散頻率索引值;|X(k0)|為最大譜線的幅度;|X(k0+r)|為k0相鄰的次大譜線幅度;Rife 算法在信噪比較差的情況下會(huì)出現(xiàn)插值方向錯(cuò)誤，這個(gè)錯(cuò)誤在式(1)中具體表現(xiàn)就是r 本應(yīng)取值為正1，算法判斷為負(fù)1，或者是相反的情況，這造成頻率估計(jì)產(chǎn)生較大的誤差。Quinn 算法利用信號(hào)的相位信息可以彌補(bǔ)了這一缺陷。因此，Rife 算法與Quinn算法結(jié)合可以實(shí)現(xiàn)在復(fù)雜噪聲環(huán)境下頻率的精確測(cè)量［5］。

2.2 系統(tǒng)軟件流程

系統(tǒng)的狀態(tài)遷移圖如圖6 所示。

圖6 系統(tǒng)狀態(tài)遷移圖Fig 6 Transition graph of system state

由圖6 可見，系統(tǒng)在測(cè)量頻率結(jié)束后立即進(jìn)入休眠模式，而后在RTC 實(shí)時(shí)時(shí)鐘控制下定時(shí)喚醒進(jìn)入工作模式，從而實(shí)現(xiàn)振弦式傳感器無人值守、周期性定時(shí)測(cè)量的目的。此外，系統(tǒng)也可通過按鍵喚醒實(shí)現(xiàn)單次測(cè)量。系統(tǒng)工作流程如圖7 所示。

圖7 軟件流程圖Fig 7 Flowchart of software

系統(tǒng)先采用一個(gè)200 ms 的單脈沖電壓對(duì)傳感器激振，測(cè)得一個(gè)粗略的頻率f。然后再用頻率為f 的PWM 波對(duì)傳感器進(jìn)行二次激振，此時(shí)傳感器由于內(nèi)部鋼弦產(chǎn)生共振，輸出較大幅度的正弦波信號(hào)。這種二次激振的方式有利于提高測(cè)量精度［6］。

3 測(cè)試實(shí)驗(yàn)

3.1 系統(tǒng)功能測(cè)試

通過函數(shù)信號(hào)發(fā)生器將幅度為1 mV 的正弦波接入系統(tǒng)，測(cè)得的數(shù)據(jù)如表1 所示。

表1 正弦波測(cè)量結(jié)果Tab 1 Measurement results of sine wave

從表1 可以看出:系統(tǒng)能夠以較高的精度實(shí)現(xiàn)微弱信號(hào)的頻率測(cè)量，相對(duì)誤差低于0.025%。

為對(duì)比系統(tǒng)在高壓激振與低壓激振時(shí)的性能差異，將連接導(dǎo)線為10 m 的振弦式傳感器接入系統(tǒng)，同時(shí)改變系統(tǒng)的激振電壓，得到數(shù)據(jù)如表2 所示。

表2 高壓、低壓激振數(shù)據(jù)對(duì)比Tab 2 High voltage，low voltage excitation data comparison

1#測(cè)量值是激振電壓為24 V 時(shí)測(cè)量得到的數(shù)據(jù)，2#測(cè)量值是激振電壓為5V 時(shí)測(cè)量得到的數(shù)據(jù)，由表2 可以看出:由于傳感器的機(jī)械容差，每次測(cè)量結(jié)果有很小的差別。但是系統(tǒng)在兩種激振電壓下，連續(xù)測(cè)量7 次的平均值非常相近。這說明系統(tǒng)在5V 激振電壓下也能可靠的工作，得到正確的結(jié)果。

3.2 系統(tǒng)功耗測(cè)試

為測(cè)量系統(tǒng)動(dòng)態(tài)功耗，搭建檢測(cè)系統(tǒng)電流的硬件模型如圖8 所示。

圖8 系統(tǒng)測(cè)試模型Fig 8 System test model

在測(cè)頻系統(tǒng)的電源回路中串聯(lián)一個(gè)0.1 Ω 的采樣電阻器，電阻器上的電壓被放大50 倍后接入示波器。在示波器上觀察到的系統(tǒng)電流波形如圖9 所示。

圖9 系統(tǒng)動(dòng)態(tài)電流波形Fig 9 Dynamic current waveform of system

結(jié)合程序流程圖，圖9 中T1時(shí)間段為單脈沖激勵(lì)200 ms，T2時(shí)段320 ms 包含了延時(shí)等待、A/D 采樣與算法運(yùn)行時(shí)間，T3為PWM 激勵(lì)100 ms，T4時(shí)段380 ms 包含延時(shí)等待、第二次A/D 采樣以及算法運(yùn)行時(shí)間。T5時(shí)間段由微處理器控制系統(tǒng)進(jìn)入休眠狀態(tài)，消耗電流僅為15 μA，可忽略不計(jì)。整個(gè)測(cè)頻周期耗時(shí)1s，系統(tǒng)平均電流為圖9 曲線對(duì)時(shí)間的積分。可由式(2)進(jìn)行簡(jiǎn)化運(yùn)算

經(jīng)計(jì)算，系統(tǒng)一個(gè)測(cè)頻周期的平均電流為23.2 mA。在不存儲(chǔ)、發(fā)送數(shù)據(jù)的情況下，一個(gè)10000 mAh 的手機(jī)移動(dòng)電源可供本系統(tǒng)完成150 萬(wàn)次測(cè)量。實(shí)驗(yàn)室條件下，每分鐘測(cè)頻一次，系統(tǒng)可以使用大約3 個(gè)月。

4 結(jié) 論

本文研究了振弦式傳感器的低功耗設(shè)計(jì)，利用Rife 與Quinn算法，在ARM處理器上實(shí)現(xiàn)了振弦式傳感器頻率信號(hào)的低功耗、高精度測(cè)量。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:系統(tǒng)能夠在平均工作電流僅為23.2 mA 的條件下，實(shí)現(xiàn)相對(duì)誤差低于0.025%的振弦式傳感器精確測(cè)頻。系統(tǒng)休眠狀態(tài)下消耗電流僅為15 μA，特別適合振弦式傳感器在無市電情況下對(duì)橋梁等大型建筑的長(zhǎng)期監(jiān)測(cè)。

［1］ 莫 琳，何華光.多路振弦式傳感器橋梁檢測(cè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)［J］.傳感器與微系統(tǒng)，2014，33(4):68－71.

［2］ 高 友.振弦式傳感器測(cè)量過程中干擾問題的解決［J］.儀表技術(shù)與傳感器，2007(2):54－55.

［3］ 高 友.振弦式傳感器測(cè)量過程中干擾問題的解決［J］.儀表技術(shù)與傳感器，2007(2):54－55.

［4］ Rife D C，Vincent G A.Use of the discrete Fourier transform in the measurement of frequencies and levels of tones［J］.Bell Syst Tech J，1970，49:197－228.

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