高效平面印刷毫米波段整流電路設(shè)計與實(shí)驗(yàn)

譚冠南　楊雪霞

(上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院,上海 200072)

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高效平面印刷毫米波段整流電路設(shè)計與實(shí)驗(yàn)

譚冠南楊雪霞

(上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院,上海 200072)

摘要利用微帶線設(shè)計了一種Ka波段毫米波整流電路．整流電路由輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、整流二極管及輸出直通濾波器構(gòu)成,輸入端口為50 Ω微帶線,便于實(shí)驗(yàn)及與天線集成．利用等效電路模型理論分析了肖特基二極管在Ka波段的整流特性,設(shè)計并加工電路．實(shí)驗(yàn)測得,在32.5 GHz工作頻率和20 dBm輸入功率下,整流電路在350 Ω負(fù)載上獲得57%的毫米波直流(MMW-DC)轉(zhuǎn)換效率;在輸入功率大于8 dBm時,整流效率均大于30%．該整流電路采用傳統(tǒng)的印制電路板(Printed Cireuit Board, PCB)制作工藝,具有造價低和易集成等優(yōu)點(diǎn),且整流效率高,可應(yīng)用到毫米波無線輸能系統(tǒng)中．

關(guān)鍵詞天線輸能;整流電路;整流效率;毫米波

資助項目: 國家自然科學(xué)基金(61271062)

聯(lián)系人： 楊雪霞 E-mail：xxyang@staff.shu.edu.cn

引言

微波輸能(Microwave Power Transmission, MPT)技術(shù)直接通過微波波束將能量從發(fā)射端傳送到接收端,由于其傳輸損耗低、傳輸效率高、微波波束強(qiáng)度和方向易于控制等優(yōu)點(diǎn),得到廣泛的關(guān)注．MPT技術(shù)主要適用于不能或者不方便架設(shè)電力傳輸媒介的環(huán)境下,特別是復(fù)雜地形輸電、高空無人機(jī)輸電以及太陽能衛(wèi)星等領(lǐng)域．近代MPT技術(shù)始于20世紀(jì)60年代,美國噴氣推進(jìn)實(shí)驗(yàn)室(Jet Propulsion Laboratory, JPL)的W. C. Brown教授最早提出了微波輸能的原型[1],其于1964年所做的微波驅(qū)動直升飛機(jī)模型的實(shí)驗(yàn)[2],極大地促進(jìn)了世界各國研究學(xué)者對MPT技術(shù)的研究[3-8]．在MPT系統(tǒng)中,發(fā)射端的微波發(fā)生器將直流功率轉(zhuǎn)換成微波,發(fā)射天線將微波功率發(fā)射到自由空間中;在接收端,由接收天線和整流電路組成的整流天線將微波能量接收并將其轉(zhuǎn)換成直流功率．整流電路是MPT系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)．

X波段以下的微波頻率大氣衰減很小,可以適用于遠(yuǎn)距離的微波輸能．因此目前MPT技術(shù)所用的工作頻率大部分都在X波段以下,尤其是在工業(yè)-科學(xué)-醫(yī)療)(Industry-Science-Medical, ISM)頻段,如S波段(2.45 GHz)和C波段(5.8 GHz),其整流電路的整流效率可高達(dá)80%以上[9]．隨著新材料、新技術(shù)的不斷出現(xiàn)和加工工藝的提高,毫米波MPT技術(shù)得到了發(fā)展．但是由于毫米波的大氣衰減較大,毫米波MPT技術(shù)主要適用于近距離輸能,或者在沒有大氣衰減的太空遠(yuǎn)距離輸能中．毫米波MPT技術(shù)具有如下優(yōu)點(diǎn): 1) 毫米波波束方向和強(qiáng)度易于控制,進(jìn)行定向傳輸; 2) 毫米波設(shè)備器件可以做得很小,具有天然“小型化”的優(yōu)點(diǎn); 3) 在天線口徑相同的情況下,毫米波天線增益更高,波束更窄; 4) 其諧波頻率相對基頻而言更高,對于系統(tǒng)影響較?。?/p>

由于毫米波頻率高、波長短,二極管整流特性分析成為提高電路整流效率的主要障礙．Kai Chang教授于1992年首次設(shè)計了Ka波段整流電路,在120 mW的輸入功率和400 Ω的負(fù)載下,整流效率為39%[10]．接收天線采用簡單的偶極子天線,整流電路采用CPS傳輸線結(jié)構(gòu),不易于與其他形式天線集成．文獻(xiàn)[11]從理論上,利用時域散射參數(shù)法分析了Ka波段整流天線,在150 mW凈輸入功率、100 Ω

負(fù)載上,仿真得到60%的整流效率,沒有實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證．文獻(xiàn)[12]采用高串聯(lián)阻抗硅基肖特基二極管設(shè)計了工作在30 GHz的整流電路,在79.4 mW輸入功率和240 Ω負(fù)載下得到27.4%的整流效率．文獻(xiàn)[12]設(shè)計了Ka波段的整流天線陣列,電路單元在10 mW輸入功率和50 Ω的負(fù)載下,其整流效率為35%,但是其最優(yōu)負(fù)載較小,需要大型組陣才能應(yīng)用于大負(fù)載情況下．在文獻(xiàn)[14]中,C. Hwann-Kaeo等人采用0.13-μm 互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(Complementary Metal Oxide Semiconductor, CMOS)技術(shù),設(shè)計了一種毫米波雙頻整流天線,在20 mW輸入功率、35 GHz頻率上,最大整流效率為57%,但是CMOS技術(shù)加工工藝較為復(fù)雜,不易實(shí)現(xiàn)．

基于傳統(tǒng)的印刷電路板(Printed Circuit Board, PCB)加工工藝,通過對整流二極管等效電路模型分析,設(shè)計了一種微帶線結(jié)構(gòu)的Ka波段整流電路．在32.5 GHz頻率,20 dBm的輸入功率和350 Ω的負(fù)載電阻上,得到57%的微波直流轉(zhuǎn)換效率．該整流電路易于與天線集成,能廣泛應(yīng)用于毫米波MPT技術(shù)中．

1整流電路分析設(shè)計

1.1　二極管整流特性分析

整流二極管是整流電路的核心部件,其輸入阻抗決定輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計,因此,如何獲得準(zhǔn)確的整流二極管輸入阻抗值對整流電路設(shè)計至關(guān)重要．在普通微波波段的整流電路設(shè)計中,可以采用一些電路仿真軟件,如ADS[15]、Ansoft Designer等．但是在毫米波波段,整流二極管的等效電路參數(shù)誤差較大,不宜使用．本文采用文獻(xiàn)[10]提出的基于肖特基二極管等效電路的整流原理分析和設(shè)計毫米整流電路．

由于整流二極管的非線性特性,其等效模型復(fù)雜,等效參量較多,不易進(jìn)行精確分析．圖1是肖特基整流二極管的小信號簡化等效模型,其主要典型參量有:零偏置結(jié)電容Cj0,結(jié)電容Cj,串聯(lián)歐姆電阻Rs,反向擊穿電壓Vbr,正向?qū)妷篤bi,直流負(fù)載輸出電壓Vo(其最大典型值為Vbr/2)．通過對圖1的電路理論分析近似,文獻(xiàn)[16]推導(dǎo)出二極管的輸入阻抗Zd和整流效率ηd公式為

圖1　二極管小信號等效模型

(1)

(2)

式中:

θon為二極管上電壓的正向偏置導(dǎo)通角,ω為角頻率．由于二極管的典型參量是在低頻(1～100 MHz)以及小信號下得到的,所以，由閉合公式計算的準(zhǔn)確性在微波波段有很大誤差,尤其是在毫米波和大信號下,故在電路設(shè)計中僅具有一定的參考價值．

整流電路采用M/A-COM公司的MA4E1317砷化鉀肖特基勢壘二極管,其零偏置結(jié)電容Cj0為0.02 pF,串聯(lián)電阻Rs為4 Ω,反向擊穿電壓Vbr為7 V,正向?qū)妷篤bi為0.7 V,最高工作頻率可達(dá)80 GHz,最大射頻功率輸入為20 dBm．為了適用于低功率密度場合,整流電路設(shè)計在10 dBm輸入功率下,工作頻率為35 GHz頻率．當(dāng)輸出直流電壓達(dá)到飽和,即為反向擊穿電壓的一半(3.5 V),且負(fù)載為1 500 Ω時,由閉合公式(1)、(2)計算得到的整流效率為82%,二極管的輸入阻抗為(215-j434) Ω．

1.2　整流電路設(shè)計仿真

設(shè)計的整流電路結(jié)構(gòu)如圖2所示,由輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、整流二極管以及輸出微帶直通濾波器組成．介質(zhì)板采用Rogers5880,介電常數(shù)為2.2,厚度為0.254 mm,損耗角正切為0.000 9．

圖2　整流電路結(jié)構(gòu)

輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)將二極管輸入阻抗(215-j434) Ω匹配到標(biāo)準(zhǔn)的50 Ω,便于用微波信號源測試整流天線性能,也便于與天線集成,其結(jié)構(gòu)采用雙枝節(jié)匹配電路形式,為減少枝節(jié)之間耦合,雙枝節(jié)之間間距為5λg/8,其長度分別為L1、L2,并通過漸變阻抗匹配結(jié)構(gòu)將輸入阻抗匹配到50 Ω．電路主要結(jié)構(gòu)參數(shù)為:W0=0.78 mm,W=0.2 mm,L1=4.5 mm,L2=4 mm,L3=3.3 mm,L4=4.3 mm,L5=3.5 mm,Lf1=1.58 mm,Lf2=0.75 mm,Lf3=1.45 mm,Lf4=0.5 mm．利用ADS電磁仿真得到阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù),如圖3所示．可以看出,匹配電路在35 GHz上反射系數(shù)為-20 dB,阻抗匹配較好．但是由于二極管輸入阻抗的虛部較大,阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬較窄,為加工制作帶來一定難度．

圖3　輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)S參數(shù)的頻響特性仿真

整流二極管采用并聯(lián)整流形式,跨接在地與電路之間．由于二極管的非線性特性,基頻通過二極管后會產(chǎn)生高次諧波分量,為使負(fù)載上只有直流分量,在二極管與負(fù)載中間插入直通濾波器．直通濾波器采用微帶線開路枝節(jié)結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn),通過調(diào)節(jié)開路枝節(jié)的長短,來濾除微波能量．微帶直通濾波器的仿真結(jié)果如圖4所示．可以看出,反射系數(shù)在35 GHz、70 GHz以及105 GHz上分別為-0.1 dB、-1.2 dB和-1.8 dB,能夠較好地濾除基波、二次和三次諧波,直流通路特性良好．

圖4　輸出直通濾波器S參數(shù)的頻響特性仿真

2整流電路實(shí)驗(yàn)結(jié)果

加工制作的整流電路如圖5所示．

圖5　整流電路實(shí)物圖

利用Agilent N5247A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對所設(shè)計的整流電路進(jìn)行測試,根據(jù)反射系數(shù)獲得最佳負(fù)載和頻率．由于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀輸出功率的限制,圖6僅給出了在10 dBm和6 dBm輸入功率以及不同負(fù)載下,整流電路的反射系數(shù)隨頻率變化曲線．可以看出,在10 dBm輸入功率下,當(dāng)負(fù)載為1 500 Ω時,在33 GHz頻率上,電路反射系數(shù)最小,相對于理論計算的35 GHz有所偏移．隨著負(fù)載的變化,反射系數(shù)最小時頻率點(diǎn)也在變化．當(dāng)負(fù)載為350 Ω,頻率為32.5 GHz時,反射系數(shù)約為-18 dB,此時電路匹配較好．在負(fù)載為350 Ω,輸入功率減小到6 dBm時,在32.5 GHz上電路匹配變差,但是反射系數(shù)最小時的頻率依然在32.5 GHz附近．

圖6　整流電路反射系數(shù)隨頻率變化

圖7是整流電路效率的測試系統(tǒng)．微波功率源為Agilent E8257D模擬信號發(fā)生器,通過20 dB耦合器以及功率計直接讀出整流電路輸入功率值,整流電路后接直流負(fù)載,利用數(shù)字萬用表測量得到輸出直流電壓．

圖7　整流電路測試系統(tǒng)框圖

整流電路的轉(zhuǎn)換效率η為

(3)

式中： Vdc為萬用表測得的負(fù)載上輸出的直流電壓； Pin為電路輸入功率．

實(shí)驗(yàn)測得,在負(fù)載為1 500 Ω,頻率為33 GHz,輸入功率為10 dBm時,整流效率為13.3%．在同樣10 dBm輸入功率下,當(dāng)負(fù)載為350 Ω,頻率為32.5 GHz時,測得的整流效率為37.1%．與圖6比較可見,當(dāng)反射系數(shù)較小時,即頻率為32.5 GHz,負(fù)載為350 Ω,電路整流效率較高．

當(dāng)負(fù)載為350 Ω,輸入功率Pin分別為10、15、20 dBm時,電路的整流效率η以及輸出直流電壓Vdc隨頻率變化曲線如圖8所示．可以看到,在32.5 GHz上得到最大整流效率,并且隨著輸入功率的增加,整流效率也在增大,在10、15、20 dBm上分別約為37.1%、49.5%和57.3%．

圖8　整流效率和輸出電壓隨頻率變化

當(dāng)頻率為32.5 GHz,輸入功率Pin分別為10、13、15 dBm時,整流效率η和輸出直流電壓Vdc隨著負(fù)載的變化曲線如圖9所示．可以看出,在頻率為32.5 GHz上,最佳負(fù)載為350 Ω．在負(fù)載小于350 Ω時,隨著負(fù)載變大,整流效率和輸出直流電壓不斷增大,在350 Ω時達(dá)到最大．隨著負(fù)載繼續(xù)增大,整流效率減小,輸出直流電壓繼續(xù)增大．

圖9　整流效率和直流電壓隨負(fù)載變化

根據(jù)以上測試結(jié)果,該整流電路的中心頻率32.5 GHz,最佳負(fù)載RL為350 Ω．圖10給出了這些條件下整流效率η和電壓隨著輸入功率Pin的變化曲線,可見隨著輸入功率的增加,整流效率和輸出電壓都在不斷增加,在20 dBm輸入功率時,整流效率達(dá)到57.3%,輸出電壓為4.48 V．在8 dBm輸入功率以上,整流效率均大于30%．

圖10　整流效率和直流電壓隨輸入功率變化

3結(jié)論

本文設(shè)計并加工測試了一個高轉(zhuǎn)換效率的Ka波段整流電路．由等效電路理論計算得到,當(dāng)工作頻率為35 GHz、負(fù)載為1 500 Ω,輸入功率為10 dBm時,整流二極管可達(dá)最高M(jìn)MW-DC轉(zhuǎn)換效率,為82%．以此二極管設(shè)計整流電路,并用PCB工藝加工制作．實(shí)驗(yàn)測得,在32.5 GHz頻率,20 dBm輸入功率、350 Ω負(fù)載時,整流效率可達(dá)57.3%,輸出電壓約為4.48 V．在8 dBm輸入功率以上,整流效率均大于30%．

整流電路設(shè)計在35 GHz,加工測試電路工作在32.5 GHz,存在一定誤差．主要原因有以下三個: 1) 二極管焊接在整流電路中會產(chǎn)生寄生參數(shù),寄生參數(shù)使得二極管的外部特性變化,從而引起整流電路的頻移和效率的下降; 2) 電路板加工誤差,由于輸入阻抗匹配網(wǎng)路的帶寬較窄,對于加工有很高的要求,故加工誤差會使匹配網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一定的頻率偏移; 3) 在毫米波、大信號輸入功率情況下,通過理論公式分析計算的方法產(chǎn)生的誤差較大,計算得到的二極管輸入阻抗和整流效率不準(zhǔn)確,這是產(chǎn)生誤差的另一個因素．

下一步工作集中在研究減小以上三類誤差的方法,以進(jìn)一步提高M(jìn)MW-DC整流效率．從整流電路結(jié)構(gòu)圖來看,其橫向尺寸偏大,還需考慮整流電路的小型化的問題,以便更好地適應(yīng)移動設(shè)備的發(fā)展需求．

參考文獻(xiàn)

[1] BROWN W C, MORENO T. Microwave power generation[J]. IEEE Spectrum, 1964, 1(10):77-81.

[2] BROWN W C.. Experiments in the transportation of energy by microwave beam[J]. IRE International Convention Record, 1964, 12 (2): 8-17.

[3] BROWN W C. The technology and application of free-space power transmission by microwave beam [J]. IEEE Proc, 1974, 62 (1): 11-25.

[4] BROWN W C. The history of power transmission by radio waves[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1984, 32(9): 1230-1242.

[5]林為干, 趙愉深, 文舸一, 等. 微波輸電 現(xiàn)代化建設(shè)的生力軍[J]. 科技導(dǎo)報, 1994, 15(3): 31-34.

LIN Weigan, ZHAO Yuhen, WEN Geyi, et al. Power transmission by microwave-a propulsion for moder-nization construction[J]. Science & Technology Review, 1994, 15(3): 31-34. (in Chinese)

[6] MATSUMOTO H. Research on solar power satellites and microwave power transmission in Japan[J]. IEEE Microwave Magazine, 2002, 3(4): 36-45.

[7] STRASSNER B, CHANG K. Microwave power transmission: historical milestones and system components[J]. Proceedings of the IEEE, 2013, 101(6): 1379-1396.

[8] 徐君書, 徐得名, 楊雪霞. 管道內(nèi)微帶天線的FDTD全波分析[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2004, 19(5): 618-621.

XU Junshu, XU Deming, YANG Xuexia. Fullwave analysis and design of microstrip antenna in pipe using FDTD method[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2004, 19(5): 618-621. (in Chinese)

[9] 楊雪霞. 微波輸能技術(shù)概述與整流天線研究新進(jìn)展[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2009, 24(4): 770-779.

YANG Xuexia. Overview of microwave power transmission technology and recent progress of rectennas[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2009, 24(4): 770-779. (in Chinese)

[10]YOO T W, CHANG K. Theoretical and experimental development of 10 and 35 GHz rectennas[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1992, 40(6): 1259-1266.

[11]李中云, 文舸一. Ka波段整流天線的時域分析[J]. 微波學(xué)報, 1998, 14(2): 134-141.

LI Zhongyun, WEN Geyi. Time-domain analysis of Ka-band rectenna[J]. Journal of Microwaves, 1998, 14(2): 134-141. (in Chinese)

[12]何繁繁, 洪偉, 吳柯, 等. 基于基片集成波導(dǎo)的正反漸變槽整流天線陣列的研究[J]. 中國科技論文在線, 2008, 3(1): 59-64.

HE Fanfan, HONG Wei, WU Ke, et al. Substrate integrated waveguide rectenna array using antipodal linearly tapered slot antenna[J]. Sciencepaper Online, 2008, 3(1): 59-64. (in Chinese)

[13]REN Y J, LI M Y, CHANG K. 35 GHz rectifying antenna for wireless power transmission[J]. Electronics Letters, 2007, 43(11): 602-603.

[14]HWANN-KAEO C, I-SHAN C. High-efficiency dual-band on-chip rectenna for 35-and 94-GHz wireless power transmission in 0.13 CMOS technology[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2010, 58(12): 3598-3606.

[15]鄧紅雷, 孔力. 微帶整流天線的設(shè)計與試驗(yàn)[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2008, 23(2): 315-320.

DENG Honglei, KONG Li. Design and test for microstrip patch rectenna[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2008, 23(2): 315-320. (in Chinese)

[16]MCSPADDEN J O, LU F, KAI C Design and experiments of a high-conversion-efficiency 5.8-GHz rectenna[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1998, 46(12): 2053-2060.

譚冠南 (1988-),男,江蘇人,博士研究生,主要研究方向?yàn)楹撩撞ㄕ魈炀€及其陣列．

楊雪霞 (1969-),女,甘肅人,博士生導(dǎo)師,博士,主要從事微帶天線、微波輸能方向的研究．

Design and experiment of a planar printed rectifying

circuit operated in millimeter wave

TAN GuannanYANG Xuexia

(SchoolofCommunicationandInformationEngineering,

ShanghaiUniversity,Shanghai200072,China)

AbstractA millimeter wave rectifying circuit operating at Ka-band using microstrip lines is presented in this paper. The rectifying circuit consists of an impedance matching circuit, rectifying diode and a DC-pass filter. The input port of the circuit is designed as a 50 Ω microstrip line so it is easy for the circuit to be tested and integrated with an antenna. The operation characteristic of the rectifying diode at Kaband is analyzed by the theory of equivalent circuit model. The rectifying circuit is designed and fabricated. The measured results show that the rectifying circuit obtains 57% millimeter wave-DC(MMW-DC)conversion efficiency on the load of 350 Ω when the operation frequency is 32.5 GHz and the input power is 20 dBm. The conversion efficiencies are all above 30% when the input power is higher than 8 dBm. The proposed rectifying circuit is fabricated by traditional PCB process, which has advantages of low cost, ease of integration. This high efficiency rectifying circuit could be applied in millimeter wireless power transmission systems.

Key wordswireless power transmission; rectifying circuit; rectifying efficiency; millimeter-wave

作者簡介

收稿日期：2015-01-21

中圖分類號TN455

文獻(xiàn)標(biāo)志碼A

文章編號1005-0388(2015)06-1131-06