串聯(lián)電池組雙向全橋SOC均衡控制系統(tǒng)設(shè)計

孫金磊，逯仁貴，魏國，郭堯，朱春波

（哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院，黑龍江哈爾濱 150001）

串聯(lián)電池組雙向全橋SOC均衡控制系統(tǒng)設(shè)計

孫金磊，逯仁貴，魏國，郭堯，朱春波

（哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院，黑龍江哈爾濱 150001）

針對電池制造工藝和使用環(huán)境不同所引起的單體間電量不均衡問題，結(jié)合雙向開關(guān)電源理論提出了一種集中式能量轉(zhuǎn)移型單體－整組雙向電池均衡方案，根據(jù)電池組內(nèi)單體剩余電量（state of charge，SOC）在電池組內(nèi)部進行電量雙向轉(zhuǎn)移，采用反饋電路保證均衡電流恒定。通過實驗獲得電池單體開路電壓的滯回特性曲線，并結(jié)合充電和放電狀態(tài)下SOC與開路電壓對應(yīng)關(guān)系估計各電池單體SOC，以SOC一致作為均衡目標。實驗結(jié)果表明，所設(shè)計的均衡器均衡電流達到3A，可以滿足電池系統(tǒng)均衡需求。

電池均衡;均衡策略;雙向全橋;剩余電量;滯回特性

0 引言

近年來，由于環(huán)境問題和能源問題的日益凸顯，電動汽車逐漸進入人們的視野，成為各國開發(fā)和推廣的重點。目前，影響電動汽車、混合動力電動汽車推廣應(yīng)用的主要瓶頸是電池系統(tǒng)。化學蓄電池中鎳氫蓄電池、鉛酸蓄電池和鋰離子蓄電池［1－2］都可以作為動力儲能裝置，而鋰離子電池以其比能量高、比功率大、壽命長等優(yōu)點逐漸成為電動汽車應(yīng)用的首選［3］。由于鋰離子電池單體電壓低，一般都需要以串聯(lián)或者并聯(lián)的形式構(gòu)成電池組，而電池單體受到制作工藝和使用環(huán)境的影響，在經(jīng)過一段時間循環(huán)充放電后，會出現(xiàn)不同程度的電量不均衡，這種電池組內(nèi)單體電量的不均衡將導致電池組內(nèi)個別單體存在過充或者過放的可能，可充入和可放出電量的縮減將直接導致電動汽車續(xù)駛里程縮短［4－6］。因此，為了保證電動汽車的安全性和續(xù)駛里程，定期檢查和維護電池組，使電池組內(nèi)單體電量保持均衡狀態(tài)對于延長電動汽車電池組使用壽命和提高動力電池安全性是十分有必要的。

電池均衡技術(shù)經(jīng)過了近10年的發(fā)展，電池均衡拓撲已經(jīng)基本覆蓋了經(jīng)典的DC－DC開關(guān)電源拓撲，如開關(guān)電容拓撲［7］、多變壓器、多副邊變壓器［8］、buck－boost［9］、cuk［10］等結(jié)構(gòu)都有學者將其引入到電池均衡領(lǐng)域進行分析和研究，也取得了一定的成果。隨著軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展，ZCS和ZVS技術(shù)也引入了電池均衡研究，臺灣學者LEE Y S的一系列研究都是從減小損耗提高效率角度提出的［11－12］。

電池均衡策略是電池均衡器能否發(fā)揮其最大功效的關(guān)鍵。目前提出的電池均衡策略有電壓均衡，SOC均衡兩類。電壓均衡采用電池端電壓作為電池均衡的判據(jù)，但由于電池開路電壓的滯回特性，相同電壓的兩節(jié)電池其電量不一定一致［13］。所以這種方法可能造成電池的過均衡和欠均衡。SOC均衡通過電池OCV（open circuit voltage）與state of charge（SOC）的對應(yīng)關(guān)系［14］，利用電池模型估算出電池當前電量，并以電池荷電狀態(tài)一致作為最終均衡目標。SOC均衡策略較電壓均衡策略更具有合理性，但SOC的準確估計還需要準確的模型和實用的算法的配合才能滿足實際需求。

本文所提出的均衡方法采用基于雙向全橋結(jié)構(gòu)的電池均衡器，與傳統(tǒng)方法相比，雙向均衡拓撲在電池能量轉(zhuǎn)移上更具有靈活性和目的性。充分考慮滯回特性對電池SOC估計的影響，采用充電和放電兩種OCV－SOC對應(yīng)關(guān)系根據(jù)實際情況估算電池SOC，并以SOC一致作為均衡判據(jù)，減少過均衡帶來的不利影響。

本文首先提出了一種基于雙向全橋結(jié)構(gòu)的電池均衡拓撲，該拓撲能夠?qū)崿F(xiàn)整組電池與單體電池之間能量的雙向傳遞。然后對所提出均衡拓撲的工作原理進行了分析。并根據(jù)該拓撲的結(jié)構(gòu)特點提出了一種能夠?qū)嶋H應(yīng)用的SOC均衡策略。最后利用12節(jié)磷酸鐵鋰電池串聯(lián)構(gòu)成的電池組進行了實驗驗證，證明了所提出拓撲和均衡策略的有效性和實用性。

1 均衡器結(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 均衡器結(jié)構(gòu)

本文所提出的均衡器結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示，均衡系統(tǒng)由開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、電壓測量模塊、控制器和均衡主電路構(gòu)成。均衡主電路采用雙向全橋DCDC變換器。電壓測量模塊實時測量各節(jié)單體電壓，根據(jù)均衡策略給出每節(jié)電池需要轉(zhuǎn)移的電量，然后控制器驅(qū)動開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，將需要均衡電池接入均衡主電路。均衡主電路的一側(cè)接整組電池，另一側(cè)接單節(jié)電池。電路工作在兩種模式下:升壓模式和降壓模式。工作于升壓模式時，均衡電路可以將某節(jié)電池的電能轉(zhuǎn)移到整個電池模塊;工作于降壓模式時，均衡電路可以將電池模塊的電能轉(zhuǎn)移到某節(jié)電池。恒流控制電路使單體側(cè)的充電或放電電流恒定。這種結(jié)構(gòu)有助于簡化均衡時間的計算，方便均衡策略的實施。

在開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計上，設(shè)置了S1、S2兩個換向開關(guān)，使被均衡電池始終能以正確的極性接入均衡電路，所需要的開關(guān)總數(shù)為n+5個。

圖1 均衡器結(jié)構(gòu)框圖Fig.1Structure of the proposed equalizer

1.2 均衡器工作原理

均衡主電路驅(qū)動控制結(jié)構(gòu)如圖2所示，在主電路的單體側(cè)和模塊側(cè)，各有一套開關(guān)管驅(qū)動控制電路。

當均衡主電路工作于升壓模式時，單體側(cè)PWM發(fā)生電路工作，單體側(cè)開關(guān)管驅(qū)動電路驅(qū)動MOSFET Q5～Q8工作，二極管D1～D4構(gòu)成橋式整流。此時的PWM占空比大于50%，在一個橋臂的兩個開關(guān)管同時導通的時候，電感電流上升，此時電感L處于儲

其中，D1為升壓模式下的占空比，范圍為50%～80%。N1和N2分別為變壓器原邊和副邊的匝數(shù)，U1，U2分別為單體側(cè)和整組側(cè)電壓。能階段。在兩個橋臂的開關(guān)管互補工作階段，電感能量釋放，通過變壓器耦合到電池模塊側(cè)。這種驅(qū)動方式相當于在前級增加了一級升壓，從而保證足夠的升壓比。工作于升壓模式下，輸入輸出電壓有

圖2 均衡主電路驅(qū)動控制結(jié)構(gòu)圖Fig.2Main circuit of the proposed equalizer

當均衡主電路工作于降壓模式時，整組側(cè)PWM產(chǎn)生電路工作，MOSFET Q1～Q4工作，二極管D5～D8做橋式整流，此時PWM占空比小于50%，電感L作為濾波電感工作。因為整組側(cè)電壓高、電流小;單體側(cè)電壓低、電流大，為了減少整流時的損耗，降壓模式下采用同步整流提高效率。高速光耦將整組側(cè)的PWM信號同步耦合到單體側(cè)，通過驅(qū)動電路實現(xiàn)MOSFET Q5～Q8同步整流工作方式。反饋調(diào)節(jié)電路通過改變PWM信號的占空比，使流過單體側(cè)檢流電阻RF上的電流恒定。降壓模式下輸入輸出電壓有

其中，D2為降壓模式下的占空比，范圍為0～50%。

變壓器的選擇需要滿足電路兩種模式下均能提供足夠的變比。如果變壓器變比過大，盡管能夠滿足升壓要求，但是降壓時輸出電壓會低于電池電壓，無法給電池充電。相反，若變比過小，盡管能夠滿足降壓要求，但單節(jié)電壓無法升至整組電壓，無法給整組充電。若電池組由n節(jié)電池串聯(lián)，則U2/U1=n，變壓器的變比要滿足

同時為了減小變換器的功率環(huán)流，減小開關(guān)管的損耗從而提高變換器的效率，本文采用雙重移相控制［15－16］。

2 均衡策略

2.1 兩種均衡模式分析

2.1.1 升壓模式均衡過程分析

設(shè)某節(jié)電池的電量比平均電量高出Δ，均衡電流為Iequ，則開關(guān)網(wǎng)絡(luò)將該節(jié)電池接入均衡主電路的單體側(cè)，并使均衡主電路工作于升壓模式，均衡時間為

此時，該節(jié)電池給整組電池充電，對該節(jié)電池而言，其電流有

其中，Idischarge為實際放電電流，Icha為整組側(cè)的充電電流。式（5）表明，該節(jié)電池的實際放電電流小于Iequ，經(jīng)過時間t，該節(jié)電池減少的電量為

而經(jīng)過時間t，其他電池被充的電量為Ichat。

通過對比式（6）可以看出，經(jīng)過時間t，該節(jié)電池高出的電量被平均分配到電池組的每個單體中。

2.1.2 降壓模式均衡過程分析

設(shè)某節(jié)電池的電量比平均電量低Δ，均衡電流為Iequ，則開關(guān)網(wǎng)絡(luò)將該節(jié)電池接入均衡主電路的單體側(cè)，并使均衡主電路工作于降壓模式，均衡時間如式（4）所示。

此時，整組電池給該節(jié)電池充電，對該節(jié)電池而言，其電流有

其中，Icharge為實際充電電流，Idis為整組側(cè)的放電電流。式（7）表明，該節(jié)電池的實際充電電流小于Iequ，經(jīng)過時間t，該節(jié)電池增加的電量為

而經(jīng)過時間t，其他電池被放的電量為Idist。通過對比式（8）可以看出，經(jīng)過時間t，該節(jié)電池的電量偏差Δ被消除。

2.2 均衡策略

傳統(tǒng)的均衡策略是以電池電壓作為判據(jù)。當電壓的不一致性達到一定程度時認為需要均衡，當各單體電壓一致時，認為均衡結(jié)束。而實際上，能量轉(zhuǎn)移型均衡中必然同時存在充電電池和放電電池，受鋰電池充放電滯回特性的影響，電池充電電壓曲線和放電電壓曲線是不重合的，因此如果按照電壓一致的均衡策略進行均衡，均衡后的電池雖然電池電壓已經(jīng)一致，但實際電量仍存在差異。磷酸鐵鋰電池充放電SOC－OCV滯回曲線如圖3所示，從圖中可以看出，在OCV相同的點，被充電電池的SOC比被放電電池的SOC低，以3.3 V電池電壓為例，對于充電曲線和放電曲線，SOC分別為60%和30%，如果按照電壓一致的策略進行均衡將可能造成誤判形成過均衡，有可能損壞電池。

為避免滯回特性帶來的影響，本文的均衡策略以各單體的SOC作為判據(jù)。盡管目前有很多方法估計SOC，如安時法、開路電壓法、卡爾曼濾波法等［17］，以及這些方法的結(jié)合，但最普遍和準確的方法還是根據(jù)電池長時間靜置時開路電壓和SOC的關(guān)系進行估計的開路電壓法。SOC的估計本身存在誤差，誤差的存在可能會導致均衡過度，造成能量的損失，并有可能損壞電池。因此，防止均衡過度帶來的損失在SOC估算時留一定的域量，即:若估算所得SOC大于平均SOC，則以當前SOC減去估算誤差作為實際SOC;若估算所得SOC小于平均SOC，當前SOC加上估算誤差作為實際SOC。

圖3 磷酸鐵鋰電池充放電SOC－OCV曲線Fig.3LiFePO4 SOC-OCV curves for charging and discharging

因為靜態(tài)條件下電池開路電壓穩(wěn)定，并且沒有電壓電流沖擊，具有更高的可靠性，所以在電池組定期維護時在靜態(tài)條件下對電池組進行均衡操作是可行的，均衡過程如下:

計算每節(jié)單體SOC與平均SOC的差值Δn，若Δn為正值，則均衡主電路工作于升壓模式;若Δn為負值，則均衡主電路工作于降壓模式，均衡時間為

對每節(jié)單體做如上的均衡，直至所有單體均衡結(jié)束。

3 實驗結(jié)果

均衡實驗針對12節(jié)單體串聯(lián)的IFR32650磷酸鐵鋰電池組進行，其各項參數(shù)如表1所示。均衡實驗如圖4所示。

表1 IFR32650磷酸鐵鋰電池參數(shù)Table 1Parameters for IFR32650 LiFePO4 battery

圖4 均衡實驗Fig.4Equalization test bench

為了驗證本文所設(shè)計的均衡電路及均衡策略，首先將其中某些單體電池充放電若干安時，人為造成不均衡。此時用1C電流給電池組充電，每隔1 s記錄一次電池電壓，所得曲線如圖5所示。從圖中可以看出，第9節(jié)電池電量明顯高于其他電池，而第8節(jié)電池電量明顯低于其他電池。在充電末期，其他電池還沒有充滿，而第9節(jié)電池已經(jīng)明顯過充。

圖5 均衡前電池組1C充電曲線Fig.5The 1C charging curve before equalization

均衡啟動后，工作于升壓模式和降壓模式的相關(guān)波形如圖6和圖7所示。兩種模式下，均能達到3 A的均衡電流。升壓模式下的能量轉(zhuǎn)換效率是86.77%，降壓模式下的能量轉(zhuǎn)換效率是73%。

圖6 升壓模式下PWM信號和電感電流Fig.6PWM signal and inductor current under boost mode

圖7 降壓模式下PWM信號和電感電流Fig.7PWM signal and inductor current under buck mode

均衡結(jié)束后再對電池組進行1C充電，所得曲線如圖8所示，與圖5對比可以看出，電池組的一致性得到了改善。同時可以看出，在充電末期，由于內(nèi)阻增大的原因，各電池單體端電壓都有不同程度的上升，大部分電池電壓保持在一定范圍。從圖5和圖8的充電時長可以看出，均衡前經(jīng)過1 400 s就由于9號電池超過充電上限截止電壓而被迫停止充電，均衡后經(jīng)過2 000 s才達到充電上限截止電壓，而且電池單體之間差距較小。這表明實際可充入電量獲得了提升。

圖8 均衡后1C充電曲線Fig.8The 1C charging curve after equalization

4 結(jié)論

本文在分析多種均衡拓撲的基礎(chǔ)上，提出了一種基于雙向全橋DC－DC變換器的串聯(lián)電池組主動均衡電路，并對其工作方式進行了分析。結(jié)合開路電壓同SOC的非線性關(guān)系估算SOC，并提出了一種靜態(tài)條件下基于SOC的均衡策略，將SOC估算誤差考慮在內(nèi)，防止電池組過度均衡造成的損失。為了驗證所設(shè)計的均衡電路及均衡策略，針對12節(jié)串聯(lián)磷酸鐵鋰電池組進行了實驗，實驗結(jié)果表明，所設(shè)計的均衡器均衡雙向均衡電流可大3 A，升壓模式和降壓模式的能量轉(zhuǎn)化效率分別為86.77%和73%。因此，所設(shè)計的均衡器能夠有效改善電池組的電量均衡現(xiàn)象，提高電池組可用容量。

［1］EHSANI M，GAO Y，EMADI A.Modern electric，hybrid electric and fuel cell vehicles fundamentals，theory and design［M］.CRC Press，2010:11－17.

［2］LUKIC S M，EMADI A.The development of adequate energy storage systems in electric，hybrid electric，and plug-in hybrid vehicles［J］.IEEE Industrial Electronics Magazine，2008，2（4）:22－31.

［3］CAO J，EMADI A.Batteries need electronics［J］.IEEE Industrial Electronics Magazine，2011，5（1）:27－35.

［4］PARK H，KIM C H，MOON G W.Charge equalizer design method based on battery modularization［C］//IEEE International Conference on Sustainable Energy Technologies，Nov.24－27，2008，Singapore.2008:558－563.

［5］李娜，白愷，陳豪，等.磷酸鐵鋰電池均衡技術(shù)綜述［J］.華北電力技術(shù)，2012，2:60－65.

LI Na，BAI Kai，CHEN Hao，et al.Summary of equalization for LiFePO4 Li-ion batteries［J］.North China Electric Power，2012，2:60－65.

［6］YARLAGADDAS，HARTLEY T T，HUSAIN I.A battery management system using an active charge equalization technique based on a DC/DC converter topology［C］//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition，Sep.17－22，2011，Phoenix，AZ.2011:1188－1195..

［7］BAUGHMAN A C，F(xiàn)ERDOWSI M.Double-tiered switched-capacitor battery charge equalization technique［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55（6）:2277－2285.

［8］EINHORN M，ROESSLER W，F(xiàn)LEIG J.Improved performance of serially connected Li-Ion batteries with active cell balancing in electric vehicles［J］.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2011，60（6）:2448－2457.

［9］PHUNG T H，CREBIER J C，CHUREAU A，et al.Optimized structure for next-to-next balancing of series-connected Lithium-Ion cells［C］//2011 Twenty-sixth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC），Mar.6－10，2011，F(xiàn)t Worth，TX.2011:1374－1381.

［10］LEE Y S，DUH C Y，CHEN G T，et al.Battery equalization using bi-directional cuk converters in DCVM operation［C］//2005 IEEE 36th Power Electronic Specialists Conference（PESC），June 16，2005，Recife，Brazil.2005:765－771.

［11］LEE Y S，CHEN G T.ZCS bi-directional DC-to-DC converter application in battery equalization for electric vehicles［C］// IEEE 35thAnnual Power Electronics Specialists Conference，June 20－25，2004，Aachen，GERMANY.2004:2766－2772.

［12］LEE Y S，CHEN G T.Quasi-resonant zero-current-switching bidirectional converter for battery equalization applications［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21（5）:1213－1224.

［13］LU Languang，LI Jianqiu，OUYANG Minggao.A review on the key issues for Lithium-Ion battery management in electric vehicles［Z］.2012:272－288.

［14］ZHENG Yuejiu，OUYANG Minggao，LU Languang，et al.Online equalization for Lithium-Ion battery packs based on charging cell voltages:Part 1.Equalization based on remaining charging capacity estimation［J］.Journal of Power Sources，2014:676－686.

［15］李振方.基于移相全橋——倍流整流的雙向DC/DC變換器的研究［D］.哈爾濱工業(yè)大學，2013:10－17.

［16］趙彪，于慶廣，孫偉欣.雙重移相控制的雙向全橋DC－DC變換器及其功率回流特性分析［J］.中國電機工程學報，2012（12）:43－50.

ZHAO Biao，YU Qingguang，SUN Weixin.Bi-directional fullbridge DC-DC converters with dual-phase-shifting control and its backflow power characteristic analysis［J］.Proceedings of the CSEE，2012（12）:43－50.

［17］KIM C H，KIM M Y，MOON G W.A modularized charge equalizer using a battery monitoring IC for series-connected Li-Ion battery strings in electric vehicles［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28（8）:3779－3787.

（編輯:劉琳琳）

Bidirectional full-bridge converter based SOC equalization system design for series-connected battery string

SUN Jin-lei，LU Ren-gui，WEI Guo，GUO Yao，ZHU Chun-bo
（School of Electrical Engineering and Automation，Harbin Institute of Technology，Harbin 150001，China）

The operation environment and manufacturing process cause the problem of charge imbalance for battery pack.In order to solve the problem，a bidirectional equalization strategy using centralized structureis was proposed.The bidirectional energy transfer was implemented by a bidirectional full-bridge converter.Close loop control makes equalization current constant.The cell SOCs were estimated by using the Open Circuit Voltage（OCV）charging and discharging curves considering the hysteresis effect.Experiments were taken to evaluate the performance.The equalization current is 3A，which satisfies the requirement of equalization for battery pack.

battery equalization;equalization strategy;bidirectional equalization;state of charge（SOC）; hysteresis effect

10.15938/j.emc.2015.03.012

TM 912

A

1007－449X（2015）03－0076－06

2014－02－25

國家高技術(shù)研究發(fā)展計劃（863計劃）（2012AA111003）;國家自然科學基金（51277037）;黑龍江省應(yīng)用技術(shù)研究與開發(fā)計劃項目（GA13A202）

孫金磊（1985—），男，博士研究生，研究方向為電動汽車電池管理系統(tǒng)及電池均衡技術(shù);

逯仁貴（1978—），男，博士，副教授，研究方向為智能測試與控制、電動汽車電源管理等技術(shù);

魏國（1966—），男，博士，教授，研究方向為測控系統(tǒng)、無線電能傳輸?shù)燃夹g(shù);

郭堯（1987—），男，博士研究生，研究方向為無線電能傳輸技術(shù);

朱春波（1964—），男，博士，教授，研究方向為電動汽車電池管理、無線電能傳輸?shù)燃夹g(shù)。

朱春波