面向地鐵車輛牽引電機的車載變流系統(tǒng)設(shè)計

方曉，王丹，申天亮，馬東輝

（廣州地下鐵道總公司 廣東 廣州 510310）

近年來，隨著我國經(jīng)濟的不斷發(fā)展，城市化步伐進一步加快。未來幾年內(nèi)，國家將投資1300多億發(fā)展城市地鐵、輕軌，以改善高速城市化帶來的交通擁堵和環(huán)境問題。項目涉及北京、上海、廣州等十幾個城市。然而，城市軌道交通的關(guān)鍵技術(shù)部件—牽引變流器卻一直依賴國外進口[1]。因此，研究設(shè)計面向地鐵車輛牽引電機的車載變流系統(tǒng)，努力實現(xiàn)其國產(chǎn)化具有很高的經(jīng)濟價值和現(xiàn)實意義。本文首先針對牽引變流器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、主電路及控制系統(tǒng)完成相應(yīng)設(shè)計，并介紹相關(guān)器件的選型方法；其次，采用間接矢量控制策略完成地鐵車輛異步電機控制；最后，通過模型仿真和實驗證明該設(shè)計方案可行可靠。

1 牽引變流器結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖1所示為牽引變流器結(jié)構(gòu)示意圖，其由3部分組成：主電路、驅(qū)動電路和控制電路。其中主電路為直流電能轉(zhuǎn)換成交流電能的主體和載體，驅(qū)動電路主要進行控制信號的功率放大，并提供IGBT貫穿短路和過流時的保護功能。而控制電路則作為異步電機控制策略數(shù)字實現(xiàn)的平臺，為主電路提供逆變控制信號。

2 主電路設(shè)計

2.1 主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖1 變流器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Converter structure chart

牽引變流器主電路部分采用三相電壓型逆變電路結(jié)構(gòu)，其由預(yù)充電回路、中間直流濾波器、逆變電路和放電回路四部分組成，如圖2所示。

圖2 牽引變流器主電路Fig.2 Main circuit of traction inverter

預(yù)充電回路主要由主接觸器KM1，預(yù)充電電阻R1和預(yù)充電開關(guān)器件Q1組成[2]。在系統(tǒng)啟動瞬間閉合預(yù)充電開關(guān)器件，對電容充電。電容充電飽和后斷開預(yù)充電開關(guān)器件，再閉合主接觸器進行切換，從而減小對支撐電容的電壓沖擊[3]。

中間直流濾波器包含濾波電感L和支撐電容C。其中支撐電容的主要作用是濾除變流器輸入端的紋波電壓，緩沖能量，保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，而濾波電感則主要用于抑制直流側(cè)電流突變[4]。為有效減小直流電壓的脈動、穩(wěn)定電壓、提供無功功率，支撐電容值應(yīng)盡量大。但支撐電容值過大又會影響電壓環(huán)控制的跟隨性能。綜合考慮各項性能指標(biāo)，下文將詳細論述支撐電容、濾波電感的選型方法。

假設(shè)牽引變流器額定容量為210 KVA，額定電壓1 500 V，功率因數(shù)0.85，其網(wǎng)側(cè)直流電壓值為1 000～1 800 V。而直流電壓跟隨性能的優(yōu)劣則通過網(wǎng)側(cè)直流電壓由穩(wěn)定最低值1 000 V躍變到額定值1 500 V的動態(tài)過程來評價。當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓從1 000 V躍變到1 500 V時，將以最大電流Idm給負載和電容充電，其動態(tài)響應(yīng)過程等效電路如圖3所示[5]。為便于計算，把電機負載等效為電阻負載，相應(yīng)折算公式如下：

圖3 網(wǎng)側(cè)電壓躍變動態(tài)等效電路圖Fig.3 The dynamic equivalent circuit diagram of the grid voltage jump

根據(jù)RC一階動態(tài)響應(yīng)方程可得

網(wǎng)側(cè)電壓從1 000 V升到1 500 V的上升時間不大于0.15 s，則需滿足

將式（1）、式（2）代入式（4）可得

考慮到電容實際體積和成本的大小，可選擇2個額定電壓為1 800 V，容量為4.2 mF的電容并聯(lián)。

電感主要用于抑制電容充電時的沖擊電流，同時根據(jù)直流側(cè)諧波抑制的要求（地鐵牽引傳動系統(tǒng)直流側(cè)濾波器諧振頻率一般在20 Hz左右），可選擇額定電流80 A的空心電感且L=5.2 mH，（具有5倍過載能力）。

逆變電路是整個牽引變流器的核心，主要包含3個IGBT橋臂，且每一個IGBT上都并聯(lián)有吸收電容，通過受電弓取電，完成將1 500 V的直流電逆變成可變頻變壓的交流電。IGBT的選型主要考慮額定電壓、額定電流及散熱效果。本文給出選型參考公式如下：

其中Uin為受電弓網(wǎng)壓1 500 V；K1為電網(wǎng)電壓波動系數(shù)，一般取1.15；K2為中間直流回路有反饋時的泵升電壓系數(shù)，一般取 1.2；K3為必要的電壓安全系數(shù)，一般取 1.3～1.5[6]。代入式，得

直流側(cè)的額定電壓為1 500 V，假設(shè)輸出電壓有效值為1 050 V，在額定功率210 KVA工作時，其輸出電流的大小為：

考慮過載系數(shù)為1.5，紋波系數(shù)為1.2，則流過IGBT的最大電流如下式表示：

根據(jù)以上計算所得的選型電壓和電流，對應(yīng)牽引變流器應(yīng)采用耐壓等級為3 300 V，額定電流為400 A的IGBT。

放電回路主要包含放電開關(guān)管Q2和放電電阻R2。在牽引變流器停止工作的時候閉合放電開關(guān)管Q2，在電容電壓降低到安全范圍內(nèi)時再斷開開關(guān)管，既可以提高變流器的安全可靠性，又可以節(jié)省調(diào)試時的等待時間，提高效率。

2.2 控制系統(tǒng)設(shè)計

本文設(shè)計的地鐵牽引傳動控制系統(tǒng)采用DSP+FPGA的基本構(gòu)架。其中DSP采用TI公司的TMS320F28335用以完成異步電機控制算法、數(shù)據(jù)采集/轉(zhuǎn)換、CAN通信、485通信及以太網(wǎng)通信；而FPGA則采用ALTERA公司的Cyclone EP1C12Q24017，作為并行處理芯片其在完成PWM脈沖發(fā)生功能的同時，當(dāng)接收到有關(guān)保護的異常反饋信號時，還可以迅速封鎖脈沖，進行硬件保護。

3 控制策略

牽引電機控制技術(shù)是牽引傳動控制系統(tǒng)的核心技術(shù)，本文采用間接矢量控制策略，利用電機定子電流勵磁分量、轉(zhuǎn)矩分量雙閉環(huán)，經(jīng)過電流控制器實現(xiàn)定子電壓幅值給定。且無須磁鏈觀測器，定子電流勵磁分量給定值直接通過磁鏈給定值獲得，同時，轉(zhuǎn)矩給定值結(jié)合勵磁電流給定值計算出轉(zhuǎn)差頻率，既而與電機反饋頻率相加得到電機同步頻率給定值，經(jīng)過積分獲得解耦角θ，最終實現(xiàn)解耦控制。在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，異步電機動態(tài)等效電路如圖4所示。

根據(jù)電機動態(tài)模型可以得出轉(zhuǎn)子回路方程

轉(zhuǎn)子磁鏈可表示為

由于式（10）中的轉(zhuǎn)子電流是不可測的，因此，借助于式（11），消去其轉(zhuǎn)子電流，可得到如下表達式

圖4 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電機動態(tài)等效電路Fig.4 Dynamic equivalent circuit of motor synchronous rotating coordinate system

其中

為使轉(zhuǎn)子的合成磁鏈定向在de軸上，需要

將式（14）和式（16）代入式（12）中，可得

代入式（17）可得

即穩(wěn)態(tài)時轉(zhuǎn)子磁鏈與電流ids成正比[7]。

本文間接矢量控制策略原理框圖如圖5所示。這種方法不但具有基于穩(wěn)態(tài)模型轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)的優(yōu)點，而且通過矢量控制克服了其不足之處。與直接矢量控制方法相比，結(jié)構(gòu)簡單，且無需進行磁鏈觀測，與常規(guī)的轉(zhuǎn)差控制方法一樣，根據(jù)反饋角頻率，加上由給定轉(zhuǎn)矩推算出的轉(zhuǎn)差角頻率，得到控制定子電流的瞬時角頻率，再通過積分器得到定子輸入電壓矢量的相位角θ。從而使異步電機的電流和轉(zhuǎn)矩迅速由原先的工作狀態(tài)變換到新的工作狀態(tài)[8]。

根據(jù)給定電磁轉(zhuǎn)矩T*e，結(jié)合定子電流勵磁分量給定值可以得到轉(zhuǎn)矩分量。

圖5 帶開環(huán)磁鏈控制的間接矢量控制框圖Fig.5 Indirect vector control block diagram with open loop of flux control

式中P為電機極數(shù)。由于轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)芊答佀俣刃盘柕目刂?，因此，可直接通過查詢轉(zhuǎn)子磁鏈曲線獲得磁鏈給定值。當(dāng)反饋電機轉(zhuǎn)速小于電機額定轉(zhuǎn)速時，磁鏈給定值恒為額定磁鏈；當(dāng)電機運行轉(zhuǎn)速大于電機額定轉(zhuǎn)速時，則進入弱磁階段即磁鏈給定值與反饋轉(zhuǎn)速成1次反比逐漸減小。定子電流轉(zhuǎn)矩分量和勵磁分量給定值分別與實際測量值求差后進入PI調(diào)節(jié)器，從而得到定子電壓給定值。結(jié)合電壓矢量的相位角θ，最終給出當(dāng)前控制周期內(nèi)的PWM脈沖驅(qū)動信號。

4 模型仿真

在matlab中搭建系統(tǒng)仿真模型，輸入直流側(cè)電壓為1 500 V，開關(guān)頻率為1 k。

圖6為穩(wěn)定時異步電機定子電壓與三相電流的仿真波形，由圖可見三相電流波形正弦度良好。

圖6 穩(wěn)態(tài)時仿真波形Fig.6 Steady-state simulation waveform

圖7 則為動態(tài)過程中，定子電流勵磁分量/轉(zhuǎn)矩分量給定值與反饋值的對比仿真波形，分析可知其動態(tài)響應(yīng)較快，超調(diào)量較小，既而證明了控制策略的合理性。

5 實驗驗證

根據(jù)上文構(gòu)建的變流系統(tǒng)，搭建實驗平臺，其中支撐電容選擇2個額定電壓為1 800 V，容量為4.2 mF的電容并聯(lián)。電感為5.2 mH。直流側(cè)輸人的電壓為1 500 V。IGBT開關(guān)頻率為1 kHz。所選異步電機額定電壓1 050 V，頻率為60 Hz。圖9依次給出了牽引電機電流、牽引電機轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)子磁鏈q軸分量、定子電流轉(zhuǎn)矩分量給定值波形，由圖可見，牽引電機在各種運行工況下，轉(zhuǎn)子磁鏈q軸分量基本為0，牽引電機電流跟隨給定轉(zhuǎn)矩電流變化，系統(tǒng)運行穩(wěn)定，且牽引電機起動平滑，轉(zhuǎn)矩動態(tài)響應(yīng)快。

圖7 動態(tài)時仿真波形Fig.7 Dynamic simulation waveform

圖8 不同工況下電機控制策略驗證實驗波形Fig.8 Verification experiment waveform of motor control strategies under different working condition

6 結(jié)束語

本文主要從牽引變流器的主電路、控制系統(tǒng)和控制策略3方面介紹了面向地鐵車輛牽引電機的車載變流系統(tǒng)設(shè)計方案。結(jié)合理論計算和仿真模型確定了實際器件的各項參數(shù)。采用間接矢量控制策略，獲得了良好的電機動態(tài)特性。最后利用仿真和實驗證明了該設(shè)計方案的正確性和合理性。

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