針對(duì)植入式應(yīng)用的8位100 kS/s的逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

閆 瀟，王俊宇

(復(fù)旦大學(xué)專用集成電路與系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海201203)

隨著集成電路技術(shù)的發(fā)展，片上系統(tǒng)(System on Chip，SoC)因其在功耗、面積及成本上的優(yōu)勢逐漸替代了分離器件.在植入式醫(yī)療電子應(yīng)用領(lǐng)域，為了實(shí)現(xiàn)無線可植入的應(yīng)用需求，生物醫(yī)療電子系統(tǒng)應(yīng)盡可能地降低能量消耗［1-2］.作為生物醫(yī)療電子系統(tǒng)必不可少的模塊，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Convertor，ADC)將反映人體生理特征的電化學(xué)模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)，以便后續(xù)電路的處理.由于醫(yī)療電子領(lǐng)域的生物信號(hào)具有低頻特性并且容易受到人體內(nèi)外噪聲的干擾，因此一個(gè)低功耗、中等精度和速度的逐次逼近型(Successive Approximation Register，SAR)模數(shù)轉(zhuǎn)換器非常適合于醫(yī)療電子領(lǐng)域的應(yīng)用［3］.

本文針對(duì)植入式醫(yī)療電子的應(yīng)用設(shè)計(jì)了一款低功耗8位逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR ADC)，并且進(jìn)行了流片驗(yàn)證.為了降低功耗，SAR ADC采樣開關(guān)采用無源的NMOS和PMOS對(duì)，子數(shù)模轉(zhuǎn)換器由沒有任何靜態(tài)功耗的電容陣列構(gòu)成，比較器采用了優(yōu)化的動(dòng)態(tài)比較器.為了減小動(dòng)態(tài)比較器的失調(diào)電壓，在保持比較器MOS管總尺寸不變的情況下，對(duì)動(dòng)態(tài)比較器的各個(gè)MOS管的尺寸進(jìn)行了優(yōu)化.設(shè)計(jì)的SAR ADC在采樣速率為100 kS/s時(shí)功耗為3.2μW.

1 SAR ADC設(shè)計(jì)

1.1 SAR ADC 架構(gòu)

植入式醫(yī)療電子系統(tǒng)中的ADC一般不需要很高的采樣率［4］，例如心電圖(ECG)、腦電圖(EEG)、肌電圖(EMG)、葡萄糖傳感器輸出信號(hào)、脫氧核糖核酸(DNA)響應(yīng)信號(hào)等的頻率一般都低于100 kHz(表1).此外，這些生物信號(hào)容易受到體內(nèi)外各種噪聲的干擾，8位分辨率的SAR ADC足以滿足精度要求.因此，本論文的設(shè)計(jì)目標(biāo)為低功耗中等精度的SAR ADC.采用差分結(jié)構(gòu)的SAR ADC雖然能獲得更高的精度但會(huì)有更多的功耗，因此所有子電路都采用了單端結(jié)構(gòu).SAR ADC結(jié)構(gòu)如圖1所示，包含采樣保持電路、二進(jìn)制權(quán)重的電容子數(shù)模轉(zhuǎn)換器陣列(DAC)、動(dòng)態(tài)比較器(Comparator)和逐次逼近邏輯控制器(SAR Logic Controller).

圖1 SAR ADC電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Architecture of proposed SAR ADC

1.2 采樣保持開關(guān)

本文設(shè)計(jì)的SAR ADC的采樣保持開關(guān)分為兩類(圖1):開關(guān)S0，與電容陣列上極板及比較器輸入端相連;開關(guān)S1～S9，與電容陣列下極板或者低阻源(輸入信號(hào)源或者參考電壓源)相連.SAR ADC中開關(guān)的溝道電荷注入效應(yīng)和時(shí)鐘饋通效應(yīng)等非理想特性有可能會(huì)引起電路的非線性，從而使得SAR ADC精度下降.當(dāng)比較器工作于比較周期時(shí)，開關(guān)S1～S9由于溝道電荷注入效應(yīng)以及時(shí)鐘饋通效應(yīng)產(chǎn)生的非理想電荷會(huì)被參考電壓源吸收，因而不會(huì)影響比較器的輸出.所以開關(guān)S1～S9不需考慮其自身非理想效應(yīng)的影響，只需采用NMOS和PMOS互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，以保證其導(dǎo)通電阻在0～Vdd(電源電壓)范圍內(nèi)基本保持恒定即可.與S1～S9不同，在比較器的比較階段，開關(guān)S0產(chǎn)生的非理想電荷會(huì)被電容陣列的上極板保持，使得電容陣列的輸出值與采樣信號(hào)的實(shí)際值產(chǎn)生一個(gè)偏差，從而影響比較器的輸出，降低SAR ADC精度.為了減小溝道電荷注入效應(yīng)以及時(shí)鐘饋通的影響，在NMOS和PMOS互補(bǔ)開關(guān)(M1，M2)的基礎(chǔ)上添加了兩個(gè)額外的MOS管(M3，M4)(圖2)，其中M3與M4的尺寸分別為M1，M2的一半.后仿真結(jié)果表明，開關(guān)S0的有效位為10.1位，滿足了SAR ADC的精度要求.

表1 人體生物信號(hào)及其頻率Tab.1 Frequencies of biomedical signals in human body

圖2 開關(guān)S0電路圖Fig.2 Schematic of switch S0

1.3 動(dòng)態(tài)比較器

相比于靜態(tài)比較器，動(dòng)態(tài)比較器沒有靜態(tài)功耗，并且其動(dòng)態(tài)電流只存在于比較周期的最初階段，因而非常適用于低功耗的應(yīng)用.本文設(shè)計(jì)了一個(gè)低功耗、低失調(diào)電壓的動(dòng)態(tài)比較器(圖3).此動(dòng)態(tài)比較器有兩個(gè)工作周期:復(fù)位周期和比較周期.當(dāng)Vclk為低電平時(shí)，比較器處于復(fù)位周期，此時(shí)輸出端Von和Vop被復(fù)位到低電平;由于MOS管M9關(guān)斷，整個(gè)比較器沒有靜態(tài)電流流過;MOS管M10用來消除前一個(gè)周期的遲滯效應(yīng).當(dāng)Vclk為低電平時(shí)，比較器處于比較周期，此時(shí)M3～M6構(gòu)成一個(gè)正反饋回路，該回路檢測輸入端Vin和Vip信號(hào)的電壓差，并將此電壓差進(jìn)行放大和鎖存，從而使得Von和Vop分別輸出高電平或者低電平;當(dāng)比較器輸出穩(wěn)定時(shí)，整個(gè)比較器模塊不再消耗任何電流.

動(dòng)態(tài)比較器面臨的最大問題是具有較大的隨機(jī)失調(diào)電壓(包含靜態(tài)失調(diào)電壓和動(dòng)態(tài)失調(diào)電壓)［5］.失調(diào)電壓一般包含MOS管閾值電壓(VT)的失調(diào)、MOS管尺寸(W/L)的失調(diào)以及工藝(Cox)的失調(diào)等.這些失調(diào)可以通過加大MOS管的尺寸來減小，但是大的尺寸意味著電路具有更大的寄生電容以及更多的功耗.本設(shè)計(jì)采取的策略是，分析動(dòng)態(tài)比較器中各MOS管對(duì)失調(diào)電壓的貢獻(xiàn)大小，在保證總尺寸不變的情況下，對(duì)各MOS管的尺寸進(jìn)行優(yōu)化，以實(shí)現(xiàn)比較器在面積、功耗以及失調(diào)電壓之間的折衷.各MOS管對(duì)失調(diào)電壓的貢獻(xiàn)用等效輸入失調(diào)電壓來分析.由公式(1)可見，輸入MOS管對(duì)(M1和M2)對(duì)等效輸入失調(diào)電壓的貢獻(xiàn)最大.

圖3 動(dòng)態(tài)比較器電路圖Fig.3 Schematic of dynamic comparator

其中ΔVT為M1和M2的閾值電壓失調(diào)，Vgs為M1和M2的柵極源極之間的電壓差，ΔRL/RL和Δβ/β分別為比較器的負(fù)載失調(diào)和增益因子失調(diào).由于比較器的等效輸入失調(diào)電壓隨著過驅(qū)動(dòng)電壓(Vgs－VT)的改變而改變，故將M1和M2的尺寸設(shè)置為最大.對(duì)于M3～M6，它們對(duì)等效輸入失調(diào)電壓的貢獻(xiàn)為自身的失調(diào)除以M1和M2的電壓增益，因而M3～M6對(duì)等效輸入失調(diào)電壓的貢獻(xiàn)相對(duì)較小，所以設(shè)計(jì)為中等尺寸.對(duì)于控制管M7～M10，它們對(duì)等效輸入失調(diào)電壓的貢獻(xiàn)幾乎可以忽略不計(jì)，因而采用最小的設(shè)計(jì)尺寸.此外，比較器的失調(diào)電壓還取決于負(fù)載電容的失配.為解決此問題，兩個(gè)反相器被嵌入到比較的輸出結(jié)點(diǎn)以隔離負(fù)載電容不匹配對(duì)等效輸入失調(diào)電壓的影響，同時(shí)反相器還能對(duì)比較器的輸出波形進(jìn)行整形，增加比較器的驅(qū)動(dòng)能力.

除失調(diào)電壓外，還需考慮比較器的速率限制.對(duì)于8位100 kS/s的SAR ADC而言，其每一次轉(zhuǎn)換需要10個(gè)時(shí)鐘周期來完成，這意味著比較器的速率不能小于1 MHz.這里，考慮到比較器的輸出精度在0.1%時(shí)，其建立時(shí)間必須為時(shí)間常數(shù)的7倍.綜合上述因素，比較器的延時(shí)實(shí)際應(yīng)小于100μs.

1.4 二進(jìn)制電容子數(shù)模轉(zhuǎn)換器

SAR ADC中子數(shù)模轉(zhuǎn)換器可以由多種方式實(shí)現(xiàn)，比如電阻串、電流舵或者電容陣列.其中電容陣列子數(shù)模轉(zhuǎn)換器不消耗靜態(tài)功耗，因而非常適用于低功耗的實(shí)現(xiàn).對(duì)于實(shí)際的工藝實(shí)現(xiàn)而言，電容的匹配性比電阻好，因而容易獲得相對(duì)高的精度.二進(jìn)制電容子數(shù)模轉(zhuǎn)換器的電路實(shí)現(xiàn)如圖1所示.二進(jìn)制電容陣列由單位電容C0組合而成，C0電容值的選取需要在面積、功耗和失配之間進(jìn)行折衷.

二進(jìn)制電容子陣列雖然功耗低，但其微分非線性(DNL)和積分非線性(INL)往往較大［6］.DNL最壞的情況出現(xiàn)在最高位和次高位的轉(zhuǎn)換過程中，此時(shí)最高位2N—1個(gè)的電容關(guān)斷/連接，低位的2N—1－1的獨(dú)立電容連接/關(guān)斷.假設(shè)單位電容C0的偏差符合高斯分布并用σ(C)表示，那么最高位和次高位的轉(zhuǎn)換誤差可以表示為:

σ(ΔC)可以表征電容失配對(duì)DNL的影響.顯然，最高位σ(ΔC)的值大于其余低位的值.公式(3)中的σ(C)/C可以表示為:

其中W和L分別為單位電容C0的寬和長，S為面積.在0.13μm 1P8M工藝中，S的值為0.496μm2.在本文中，采用金屬-絕緣層-金屬(Metal-Insulator-Metal，MIM)實(shí)現(xiàn)的C0的值選定為40 fF，以實(shí)現(xiàn)功耗、面積和精度的折衷.后仿真結(jié)果表明，DNL標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.2 LSB.

1.5 逐次逼近型邏輯控制器

SAR ADC產(chǎn)生各類控制信號(hào)用于控制采樣保持開關(guān)，動(dòng)態(tài)比較器以及子數(shù)模轉(zhuǎn)換器.此8位SAR ADC每完成一次數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換需要10個(gè)時(shí)鐘周期:第一個(gè)周期為采樣周期;第二個(gè)周期到第9個(gè)周期，SAR ADC依次產(chǎn)生D8～D1八位數(shù)字輸出，并保存在寄存器中;最后一個(gè)周期，寄存器輸出8位數(shù)字信號(hào).SAR ADC由標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，其功耗為［7］:

其中，fclk表示時(shí)鐘頻率，Ctot為電路的電容(包含電容陣列以及寄生電容)，α(Vin)為與輸入信號(hào)相關(guān)的開關(guān)頻率因子.顯然，隨著Vdd(電源電壓)的下降，逐次逼近邏輯控制器功耗下降.為降低功耗，SAR ADC的邏輯門采用了最小尺寸.

2 測試結(jié)果

芯片在0.13μm CMOS工藝下流片，SAR ADC為整個(gè)植入式葡萄糖傳感器接口電路芯片的一部分，因而SAR ADC芯片的顯微鏡截圖不含輸出引腳.整個(gè)SAR ADC的面積為0.08 mm2(圖4).

2.1 靜態(tài)性能測試

圖5給出了SAR ADC DNL和INL的測試結(jié)果.測試激勵(lì)信號(hào)為峰值Vpp為1.2倍的滿擺幅(1 V)，頻率為377 Hz的正弦信號(hào)，ADC采樣頻率為100 kHz.測試結(jié)果表明，DNL的值為 －0.15 LSB/+0.15 LSB，INL的值在－0.35 LSB 和 +0.23 LSB.

圖4 SAR ADC芯片照片F(xiàn)ig.4 Photo of SAR ADC chip

圖5 SAR ADC靜態(tài)測試結(jié)果Fig.5 Measured DNL and INL of SAR ADC

2.2 動(dòng)態(tài)性能測試

輸入信號(hào)為接近滿擺幅(1 V)，頻率為9.37 kHz的正弦信號(hào)輸出頻譜如圖6所示.該SAR ADC的信號(hào)噪聲失真比(SNDR)為49.2 dB，動(dòng)態(tài)無雜散范圍(SFDR)為63 dB，有效位(ENOB)為7.8位.

圖7給出了有效位(ENOB)與輸入頻率之間的對(duì)應(yīng)圖.有效位(ENOB)即使在輸入信號(hào)接近奈奎斯特頻率時(shí)也沒有明顯的衰減，這意味著SAR ADC具有很大的有效位帶寬(ERBW).

圖6 SAR ADC輸出頻譜Fig.6 Measured output spectrum of SAR ADC

圖7 ENOB隨輸入頻率變化圖Fig.7 Measured ENOB versus input frequencies

ADC的優(yōu)值(Figure of Merit，F(xiàn)oM)衡量了模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換一步所消耗的能量.FoM的定義式為:

該SAR ADC在電源電壓為1.2 V且采樣頻率為100 kHz時(shí)，功耗為3.2μW.那么該SAR ADC的FoM為143 fJ/conversion-step.

表2給出了該SAR ADC與其他醫(yī)療電子應(yīng)用的SAR ADC的性能比較.該SAR ADC獲得的有效位數(shù)較高，同時(shí)DNL和INL的測試結(jié)果都比較小.但是功耗和FoM介于所比較的SAR ADC［4，8-10］之間.

表2 與其他植入式醫(yī)療電子的SAR ADC的性能比較Tab.2 Comparison of SAR ADCs in biomedical applications

3 總結(jié)

本文針對(duì)植入式醫(yī)療電子應(yīng)用設(shè)計(jì)了一款低功耗的8位100 kS/s SAR ADC，并且進(jìn)行了流片驗(yàn)證.SAR ADC采樣開關(guān)采用無源的NMOS和PMOS對(duì)，子數(shù)模轉(zhuǎn)器為二進(jìn)制電容陣列，比較器采用了優(yōu)化的動(dòng)態(tài)比較器.測試結(jié)果表明，當(dāng)輸入測試信號(hào)為9.37 kHz時(shí)，該SAR ADC的信號(hào)噪聲失真比(SNDR)為49.2 dB，動(dòng)態(tài)無雜散范圍(SFDR)為63 dB，有效位(ENOB)為7.8位.其微分非線性(DNL)和積分非線性(INL)分別為 －0.15/+0.15 LSB 和 －0.35/+0.23 LSB，優(yōu)值(FoM)為143 fJ/conversion-step，在電源電壓為1.2 V 時(shí)，SAR ADC 功耗為3.2μW.

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