一種基于直流電容取電的多電平變流器電容動態(tài)均壓方法

魏應冬，張春朋，于心宇，姜齊榮

(清華大學電機工程與應用電子技術系，北京市100084)

0 引言

多電平變流器是一種直接利用低壓開關器件通過拓撲組合構造出的適用于高壓應用的變流器。由于具有電壓高、容量大、諧波特性好、易于冗余設計等優(yōu)點，因此在動態(tài)無功補償［1-2］、電能質(zhì)量治理［3-4］、柔性直流輸電［5-6］、電機驅(qū)動［7］等諸多領域得到了廣泛的應用。多電平變流器在運行過程中，由于各鏈節(jié)單元或功率模塊(以下統(tǒng)稱為“單元”)在實際電路參數(shù)、驅(qū)動信號上不可能完全一致或同步，這種控制和器件的不一致性導致注入各單元直流電容的有功功率和直流電壓水平存在差異，即存在電容均壓問題。這一問題不但會影響裝置容量利用率，減小安全運行裕度，還會惡化輸出電壓、電流波形，影響電能質(zhì)量［8］。

已有的研究多電平變流器的文獻提出了多種電容均壓方法，按其是否需要添加額外的硬件設備可大致分為軟件均壓方法和硬件均壓方法2種［9］。其中，軟件均壓方法是采用一定的控制策略，利用單元自身開關器件對電容的充、放電進行控制，實現(xiàn)電容均壓的方法。文獻［9－10］提出在調(diào)制波信號增加反映不同單元吸納有功功率的負反饋附加量的均壓方法。文獻［11］針對模塊化多電平變流器，提出一種基于排序算法的直流電容均壓策略。軟件均壓方法具有無須增加額外硬件電路、成本低廉的優(yōu)點，但問題在于其均壓效果往往受多電平變流器運行工況的影響。比如當多電平變流器運行在輕載條件或輸出電流含明顯的諧波電流成分時，其均壓效果往往達不到要求。有些方法不可避免地會帶來開關器件的額外開關動作［12］，增加器件的開關頻率和裝置整體損耗。此外，它對于多電流變頻器需要長時間脈沖閉鎖的應用場合無法發(fā)揮作用，只能依靠硬件均壓方法。

硬件均壓方法是在已有的多電平變流器結構中附加電阻、輔助變流器及變壓器等硬件電路，將電容上不平衡的能量損耗掉或轉(zhuǎn)移到其他電路上實現(xiàn)的。如文獻［13］和文獻［14］則分別提出了基于直流母線和交流母線能量交換的均壓方法。這2種方法均是利用在每個鏈節(jié)單元增加的輔助變流器和變壓器，通過在共用的直流或交流母線之間相互交換能量，而達到不同單元直流電容的動態(tài)均壓的目的。與軟件均壓方法相比，硬件均壓方法的均壓效果不會隨負載變化而變化，但輔助變流器、變壓器的成本、體積較大，制約了其在多電平變流器均壓方面的應用。在實際工程應用中較多采用的簡單靜態(tài)均壓電阻進行均壓的效果通常較差，且損耗明顯;采用與單元變流器相同耐壓等級的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)等開關器件與耗散電阻串聯(lián)構成的動態(tài)電阻電路均壓效果較好，但所需的高電壓等級IGBT及其驅(qū)動保護電路明顯增加了電路的體積和成本，尤其是3 300 V電壓以上等級的IGBT器件更是如此。因此有必要設計新的硬件均壓策略，適應多電平變流器長期運行的要求。

目前多電平變流器單元輔助電路的供電方式有多種，常見的包括高壓隔離變壓器取電、單元交流側隔離取電以及直流側電容取電方式。其中直流電容取電方式由于省去了隔離變壓器，在體積和成本上均更具優(yōu)勢。然而直流取電方式在一定程度上也增加了各單元有功功率消耗不均的程度，尤其是在脈沖閉鎖期間，沒有軟件均壓控制條件下造成各電容電壓不均的程度更為明顯。對此，本文提出一種基于直流電容取電方式的多電平變流器動態(tài)電阻均壓裝置及控制方法。該裝置由低壓金屬氧化物半導體場效應管(metaloxide semiconductorfield effecttransistor，MOSFET)與電阻串聯(lián)構成動態(tài)電阻均壓電路，動態(tài)電阻利用直流取電電路中寬范圍輸入DC-DC電源從直流電容獲取有功功率。進而通過滯回比較、占空比控制等方法控制低壓MOSFET的開通和關斷，實現(xiàn)對電阻功率的動態(tài)控制。與既有工程方案相比，該裝置僅在每個采用直流取電方式的功率單元中添加1個低壓MOSFET，同時充分利用DC-DC電源的冗余容量，增加成本較低。該方法適用于包括NPC型多電平、級聯(lián)H橋式多電平及MMC在內(nèi)的各種采用直流取電方式的多電平結構，通用性較強?；赑SCAD/EMTDC的仿真表明，本文提出的動態(tài)電阻均壓裝置和控制方法能夠良好地實現(xiàn)多電平變流器直流電容的動態(tài)均壓。

1 既有工程方案中的電阻均壓方法

既有的直流取電方式多電平變流器工程方案中，多在每個單元的電容兩端并聯(lián)1個阻值較大的電阻R來輔助均壓。同時，采用寬范圍輸入DC-DC電源從直流電容取電，為單元中開關器件的驅(qū)動控制電路供電。其硬件的連接方式如圖1所示。圖1中1為功率單元，2為驅(qū)動控制電路，箭頭表示控制信號的傳遞方向。

圖1 靜態(tài)電阻均壓電路示意圖Fig.1 Voltage balancing circuit based on static resistance

記多電平變流器同一橋臂或H橋鏈中單元的數(shù)目為N，t時刻各電容電壓的平均值為ucavr(t)，第i個單元的電容電壓為uci(t)，電容均壓控制的目標就是盡可能減少uci(t)與ucavr(t)的差值。對于圖1所示的硬件均壓電路，當uci(t)=ucavr(t)+Δuci(t)時，在dt時間內(nèi)，該單元中由于電阻消耗功率而造成的電容電壓下降為

將式(1)對i=1，2，…，N疊加并化簡得:

電容電壓uci(t)向ucavr(t)趨近的速度可以表征均壓策略的均壓速度，對于靜態(tài)電阻均壓電路，由式(1)、(2)可得:

式(3)表明，對于靜態(tài)電阻均壓方法，電容電壓的uci(t)均壓速度與其偏離ucavr(t)的大小成正比，這樣就形成了負反饋控制，有助于各電容電壓趨向平均值。隨著uci(t)接近ucavr(t)，電容均壓的速度逐漸變慢，因此趨向穩(wěn)壓的過渡時間較長。

從上述分析也可發(fā)現(xiàn)，在既有工程方案中，由于所有電阻均在消耗功率，使得ucavr(t)下降速度較快，導致電容電壓的均壓速度只由Δuci(t)決定，而與uci(t)本身的大小無關，即電阻上損耗的功率只有小部分是對各單元均衡電壓有效損耗功率。如果能通過適當控制，使得低于ucavr(t)的電容不放電，那么ucavr(t)下降的速度將會減慢，各電容電壓趨近于ucavr(t)的速度就會加快。為實現(xiàn)這一控制目的，可在電阻支路串聯(lián)1個可控開關器件，通過控制該可控開關器件的導通和關斷，實現(xiàn)電阻消耗功率的動態(tài)控制，加快電容均壓的速度，實現(xiàn)電容的動態(tài)均壓。但該方案中添加的開關器件需要承受電容兩端的電壓，其電壓等級與功率單元中器件的電壓等級一致，價格比較昂貴，尤其是對于采用3 300 V級以上電壓等級的IGBT，器件選型更為困難。

2 基于直流電容取電的動態(tài)電阻均壓裝置及控制方法

為解決傳統(tǒng)靜態(tài)電阻均壓方法均壓效果較差的問題，并盡量減少由于增加器件造成的成本增加，本文在靜態(tài)電阻均壓方法的基礎上，提出一種基于直流電容取電的動態(tài)電阻均壓裝置及控制方法，其裝置如圖2所示。

圖2中5為直流電容，6為開關器件拓撲，5和6共同構成功率單元，1為寬范圍輸入DC-DC電源，2為低壓MOSFET，3為均壓電阻，4為驅(qū)動控制電路，箭頭表示控制信號的傳遞方向。該裝置在既有工程方案的基礎上，只增加了1個低壓MOSFET器件2，將該低壓MOSFET與電阻3串聯(lián)后，與寬范圍輸入DC-DC電源1的輸出端口并聯(lián)。由于此時電阻接在DC-DC電源的低壓側，同時低壓MOSFET的耐壓等級與DC-DC電源的輸出電壓(通常為15 V DC)基本一致，該電壓等級功率MOSFET選型非常簡單且成本低廉。在該裝置中，電阻耗散的能量是通過DCDC電源間接由直流側電容轉(zhuǎn)換獲得。需要說明，盡管對于DC-DC電源需要更大的容量需求，寬范圍DC-DC電源額定功率通常為標準規(guī)格，一般有較多的冗余容量未被利用，因此采用該裝置還可提高DCDC電源的能量利用率。

圖2 基于直流電容取電的電容動態(tài)均壓裝置示意圖Fig.2 Capacitor voltage dynamic balancing device based on taking power from capacitor

為實現(xiàn)電容的動態(tài)均壓，需對電阻上耗散的功率進行動態(tài)控制。由于DC-DC輸出端口的電壓不隨電容電壓的波動而變化，始終保持額定值Udc，因此在電阻上消耗的功率可由低壓MOSFET的導通和關斷精確控制。在本裝置中，低壓MOSFET的開關信號由驅(qū)動控制電路4給出，為此本文提出2種控制方法，分別采用滯回比較控制和占空比控制得到低壓MOSFET的開關控制信號。

其中，滯回比較控制的方案如下:

(1)實時檢測t時刻所有單元電容電壓uci(t)，并計算N個電容電壓的平均值ucavr(t);

(2)設定電容電壓偏離平均值ucavr(t)的最大幅度為Δucr，從而計算得到滯環(huán)上限值為ucmax(t)=ucavr(t)+Δucr，滯環(huán)下限值為ucavr(t);

(3)當uci(t)大于ucmax(t)時，驅(qū)動控制板給出低壓MOSFET的開通信號，使電阻接入DC-DC電源輸出端，使電容通過DC-DC電源放電的功率增加。繼續(xù)維持低壓MOSFET的導通狀態(tài)，直到uci(t)小于ucavr(t)時，驅(qū)動控制板給出低壓MOSFET的關斷信號，使電容通過DC-DC電源放電的功率大大減小。繼續(xù)維持低壓MOSFET的關斷狀態(tài)，直到uci(t)大于ucmax(t)時，重復上述滯回比較過程。

該控制方案實際是一種bang-bang控制，實現(xiàn)較為簡單，不足之處是低壓MOSFET的開關頻率并不固定。為使低壓MOSFET以固定的開關頻率開通和關斷，可采用占空比控制，其方案如下:

(1)設定控制周期Ts，并以此為采樣周期對直流電容電壓進行采樣;

(2)在采樣周期的開始時刻t0，采樣得到所有單元電容電壓uci(t0)，并計算其平均值ucavr(t0);

(3)設定電容電壓偏離平均值ucavr(t)的最大幅度為Δucr，則低壓MOSFET的在該采樣周期內(nèi)的占空比Di為

(4)根據(jù)式(5)確定低壓MOSFET在該采樣周期內(nèi)的導通時刻ton和關斷時刻toff，從而獲得低壓MOSFET的開關控制信號:

3 仿真驗證

為驗證本文提出的動態(tài)均壓裝置及控制方法的準確性，在PSCAD/EMTDC中搭建三電平模塊化多電平變流器仿真系統(tǒng)，其主要參數(shù)如表1。

表1 三電平MMC仿真研究的主要參數(shù)Tab.1 Main parameters of simulated 3-level MMC system

在仿真中設計如下3種工況:

工況1，在t=2.5 s前不采用軟件均壓方法，也不投入本文所述的動態(tài)均壓裝置;在t=2.5 s時采用如圖1所示的靜態(tài)電阻均壓方法。

工況2，在t=2.5 s前不采用軟件均壓方法，也不投入本文所述的動態(tài)均壓裝置;在t=2.5 s時將本文所述的動態(tài)均壓裝置投入，其中低壓MOSFET的控制策略采用滯回比較控制法。

工況3，在t=2.5 s前不采用軟件均壓方法，也不投入本文所述的動態(tài)均壓裝置;在t=2.5 s時將本文所述的動態(tài)均壓裝置投入，其中低壓MOSFET的控制策略采用占空比控制法。

其中，靜態(tài)電阻值為3 200 Ω，動態(tài)電阻值為8 Ω，仿真中二者損耗的平均功率均約為30 W;寬范圍輸入DC-DC電源的輸出電壓為15 V，額定容量為42.5 W;低壓MOSFET的耐壓等級為25 V。

3種工況下A相下橋臂2個子模塊電容電壓的波形仿真結果分別如圖3～5所示。從仿真結果可見，在t=2.5 s前，由于不采用均壓方法，A相下橋臂2個子模塊電容電壓出現(xiàn)發(fā)散，2個子模塊電容電壓偏差較大;在t=2.5 s時采用靜態(tài)電阻均壓方法后，電容均壓效果很差，電容電壓仍保持發(fā)散趨勢;而在t=2.5 s采用本文所述的動態(tài)均壓裝置和控制方法之后，2個子模塊電容電壓之差逐漸減小，并在約0.5 s后達到基本一致，此后不再發(fā)散。這說明本文提出的動態(tài)均壓裝置及控制方法能夠達到良好的均壓效果。

圖3 工況1下仿真結果Fig.3 Simulation results in case 1

圖4 工況2下仿真結果Fig.4 Simulation results in case 2

圖5 工況3下仿真結果Fig.5 Simulation results in case 3

4 結論

(1)本文在既有工程方案的基礎上，提出了一種基于直流電容取電的多電平變流器動態(tài)電阻均壓裝置。該裝置由低壓MOSFET與電阻串聯(lián)構成動態(tài)電阻，并通過寬范圍輸入DC-DC電源從直流電容獲取功率，使電容放電。該裝置通過驅(qū)動控制板給出低壓MOSFET的開關控制信號，實現(xiàn)直流電容電壓的動態(tài)均壓控制。

(2)針對這一動態(tài)均壓裝置，本文提出了滯回比較控制、占空比控制2種低壓MOSFET控制方法，實現(xiàn)了直流電容電壓的動態(tài)均壓控制。與既有工程方案相比，該裝置僅在每個功率單元中添加1個低壓MOSFET，增加的成本較低;動態(tài)電阻控制方法較為簡單，易于實現(xiàn)，能夠?qū)崿F(xiàn)對電阻消耗功率的精確控制;該裝置及控制方法適用于各種多電平結構，通用性較強。

［1］魏文輝，劉文華，滕樂天，等.±50 Mvar鏈式STATCOM 穩(wěn)態(tài)特性研究［J］.電力系統(tǒng)自動化，2004，28(03):28-31，63.

［2］李春華，黃偉雄，袁志昌，等.南方電網(wǎng) ±200 Mvar鏈式STATCOM 系統(tǒng)控制策略［J］.電力系統(tǒng)自動化，2013，37(03):116-121.

［3］田旭，魏應冬，姜齊榮.基于模塊化結構的電氣化鐵路統(tǒng)一電能質(zhì)量控制器［J］.電力系統(tǒng)自動化，2012，36(15):101-106.

［4］皮俊波，姜齊榮，魏應冬.一種基于鏈式結構UPQC的電氣化鐵路同相供電方案研究［J］.電力設備，2008，9(10):4-9.

［5］劉鐘淇，宋強，劉文華.基于模塊化多電平變流器的輕型直流輸電系統(tǒng)［J］.電力系統(tǒng)自動化，2010，34(2):53-58.

［6］劉鐘淇，宋強，劉文華.采用MMC變流器的VSC-HVDC系統(tǒng)故障態(tài)研究［J］.電力電子技術，2010，44(09):69-71.

［7］Arthur J K，Manfred W，Peter S.Low output frequency operation of the modular multi-level converter［C］//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition，Atlanta，USA，2010:3993-3997.

［8］趙波.提高靜止同步補償器運行性能的關鍵技術研究［D］.北京:中國電力科學研究院，2013.

［9］Hagiwaram，Nishimura K，Akagi H.A medium-voltage motor drive with a modular multilevel PWM inverter［J］.IEEE Transaction on Power Electronics，2010，25(7):1786-1799.

［10］李笑倩，宋強，劉文華，等.采用載波移相調(diào)制的模塊兒化多電平換流器電容電壓平衡控制［J］.中國電機工程學報，2012，32(9):49-55.

［11］丁冠軍，丁明，湯廣福，等.新型多電平VSC子模塊電容參數(shù)與均壓策略［J］.中國電機工程學報，2009，29(30):1-6.

［12］楊曉峰，林智欽，鄭瓊林，等.模塊組合多電平變換器的研究綜述［J］.中國電機工程學報，2013，33(6):1-15.

［13］Woodhousem L，Donoghuem W，Osbornemm.Type testing of the GTO valves for a novel STATCOM convertor［C］//AC-DC PowerTransmission Seventh InternationalConference，2001:84-90.

［14］劉文華，宋強，滕樂天，等.基于鏈式逆變器的50MVA靜止同步補償器的直流電壓平衡控制［J］.中國電機工程學報，2004，24(4):145-150.