基于DSP的電動車用無刷直流電機(jī)控制器的設(shè)計(jì)*

崔 方， 劉芳華， 邱忠華， 魏玉平

(1. 江蘇科技大學(xué)，江蘇 鎮(zhèn)江 212003;2. 南京軍區(qū)，江蘇 南京 210016)

0 引 言

隨著經(jīng)濟(jì)的發(fā)展，能源危機(jī)與環(huán)境污染問題日益嚴(yán)重，傳統(tǒng)汽車工業(yè)面臨著嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)，研制新型節(jié)能環(huán)保電動汽車成為汽車工業(yè)發(fā)展的新趨勢。由于受電池技術(shù)的限制，純電動汽車的使用場合仍不夠廣泛。優(yōu)越的電動汽車控制器和控制算法不僅可提高能量回饋過程中的制動效果，且可有效提高能量利用率，從而延長電動車的續(xù)航里程，故有必要對電機(jī)的控制器進(jìn)行研究。永磁無刷直流電機(jī)(Brushless Direct Current Motor, BLDCM)以其體積小、重量輕、控制簡單、效率和能量密度高等一系列優(yōu)點(diǎn)，已被廣泛應(yīng)用于電動車中，本文以BLDCM為研究對象。目前，BLDCM控制系統(tǒng)廣泛采用傳統(tǒng)PID控制策略，由于BLDCM控制系統(tǒng)具有多變量、強(qiáng)耦合、非線性的特點(diǎn)，使其控制精度不高。為提高BLDCM的控制性能，以傳統(tǒng)PID與智能控制算法構(gòu)造成的復(fù)合控制算法成為BLDCM控制領(lǐng)域研究的新方向，其中模糊PID是研究熱點(diǎn)之一[1-3]。王葳等提出使用模糊PID算法實(shí)現(xiàn)對BLDCM調(diào)速系統(tǒng)的控制，但只局限于仿真研究，缺少試驗(yàn)驗(yàn)證[1]。耿田軍等提出模糊PID算法對BLDCM在能量回饋狀態(tài)下的控制[3]，但考慮變量較少，控制效果不理想。

針對目前對模糊PID研究的不足，在分析BLDCM原理的基礎(chǔ)上，研制一種新型BLDCM控制系統(tǒng)。該系統(tǒng)設(shè)計(jì)了兩個雙閉環(huán)控制器，一個控制BLDCM的電動運(yùn)行，另一個控制BLDCM發(fā)電制動。兩個雙閉環(huán)均采用電流內(nèi)環(huán)與速度外環(huán)的結(jié)構(gòu)，其中速度環(huán)采用模糊自適應(yīng)PI控制算法，電流環(huán)采用增量式PI控制算法。系統(tǒng)采用電機(jī)專用控制芯片dsPIC30F4012為主體進(jìn)行電路設(shè)計(jì)，通過CAN總線與電動車其他控制單元進(jìn)行組網(wǎng)通信。系統(tǒng)在不增加硬件的前提下，通過軟件對橋式逆變電路的控制實(shí)現(xiàn)發(fā)電制動。將研制的控制器進(jìn)行上車試驗(yàn)，結(jié)果表明： 在電動狀態(tài)下，該系統(tǒng)控制的電機(jī)具有速度調(diào)節(jié)穩(wěn)態(tài)誤差小、自適應(yīng)能力強(qiáng)、能量利用率高的優(yōu)點(diǎn)；在回饋制動時(shí)，該系統(tǒng)具有制動時(shí)間短、速度變化平穩(wěn)、能量回饋效率高的優(yōu)點(diǎn)。試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所研制的控制器具有良好的控制性能。

1 系統(tǒng)控制策略

1.1 脈沖寬度調(diào)制方式

在BLDCM電動運(yùn)行狀態(tài)下，脈沖寬度調(diào)制(Pluse Width Modulation, PWM)方式主要有6種[4]，分別是H_PWM-L_PWM、PWM-ON、ON-PWM、H_PWM-L_ON、H_ON-L_PWM和PWM-ON-PWM。綜合6種調(diào)制方式的調(diào)制效果、功率損耗、系統(tǒng)復(fù)雜度及成本因素，本文選用PWM-ON調(diào)制方式。

當(dāng)BLDCM處于發(fā)電制動狀態(tài)時(shí)，需要對回饋能量進(jìn)行升壓斬波控制。目前，有兩種升壓斬波方法，一種是在逆變器與電源之間加Boost變換器[5]，另一種是通過軟件對逆變器的控制產(chǎn)生一種類似于Boost電路的功能[6-7]。由于第二種方法不需要增加硬件電路，不增加系統(tǒng)成本就可提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，故本文采用第二種升壓斬波方式。第二種升壓斬波方式的PWM調(diào)制方式分全橋調(diào)制[6]和半橋調(diào)制[7]兩種，全橋調(diào)制對制動及能量回饋的控制性能優(yōu)于半橋調(diào)制，故采用全橋調(diào)制方式。

1.2 系統(tǒng)控制算法

根據(jù)BLDCM電動運(yùn)行與能量回饋制動的原理[5]，該系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)串級控制結(jié)構(gòu)。其中，電流環(huán)使用增量式PI控制算法，速度環(huán)采用模糊自適應(yīng)PI控制算法。

本文設(shè)計(jì)的BLDCM控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。系統(tǒng)包括轉(zhuǎn)速控制器和電流控制器，其中轉(zhuǎn)速控制器由增量式PI控制器和模糊控制器共同構(gòu)成。電動運(yùn)行模式下，轉(zhuǎn)速控制器的輸入e=nref-n，電流控制器的輸入Δi=i*-i；發(fā)電制動模式下，轉(zhuǎn)速控制器的輸入e=-nref+n，電流控制器的輸入Δi=-i*+i。其中，nref為給定轉(zhuǎn)速；n為電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速；i*為轉(zhuǎn)速控制器輸出的電流值；i為電機(jī)實(shí)際電流

電流環(huán)的增量式PI算法表達(dá)式如式(1)～(3)所示為

(1)

Δu(k)=u(k)-u(k-1)

(2)

Δu(k)=kp(e(k)-e(k-1))+kie(k)T

(3)

式中：T——微控制器的采樣周期；

e(k)——第k次采樣時(shí)刻輸入的偏差值；

kp——比例系數(shù)；

ki——積分系數(shù)，ki=kp/Ti；

u(k)——第k次采樣電流環(huán)的輸出值。

為防止電機(jī)繞組中電流過大，系統(tǒng)設(shè)置電流環(huán)輸出的最大值，即對PWM占空比進(jìn)行限制。

圖1中，模糊控制器的輸入為給定轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速的偏差e及其變化率ec，輸出為PI控制器比例系數(shù)kp、積分系數(shù)ki的整定變化量Δkp、Δki。系統(tǒng)采用{NB、NM、NS、ZE、PS、PM、PB}7個模糊狀態(tài)，電動運(yùn)行模式下的論域C={-6，-4，-2，0，2，4，6}，能量回饋模式下的論域C={-3，-2，-1，0，1，2，3}?？刂破麟`屬度函數(shù)采用識別性較高的三角函數(shù)。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和專家知識，建立Δkp、Δki的模糊規(guī)則，分別如表1、表2所示。

圖1 BLDCM控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

轉(zhuǎn)速誤差e轉(zhuǎn)速誤差變化率ecNBNMNSZOPSPMPBNBPBPBPMPMPSZOZONMPBPBPMPSPSZONSNSPMPMPSPSZONSNSZOPMPMPSZONSNMNMPSPSPSZONSNSNMNMPMPSZONSNMNMNMNBPBZOZONMNMNMNBNBNBPBPBPMPMPSZOZO

表2 Δki的模糊控制規(guī)則表

采用Mamdani模糊邏輯推理，加權(quán)平均法進(jìn)行解模糊，求出模糊控制輸出的精確量{ek,ecj}。再根據(jù)式(4)得出kp和ki為

(4)

式中，kp0，ki0分別為比例系數(shù)和積分系數(shù)的初始值。

在運(yùn)行中對e和ec進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測，并將其量化到相應(yīng)的論域中，然后到控制表中查找各個參數(shù)的相應(yīng)修正值，完成對kp和ki的在線自整定。

2 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 硬件設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)了以DSP為核心的電動車用BLDCM控制系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)圖，如圖2所示。上電時(shí)，整車控制器通過CAN總線向電機(jī)控制器發(fā)送指令報(bào)文，電機(jī)控制器定時(shí)回傳電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)(包括電動運(yùn)行和回饋制動)，檢測電路檢測霍爾位置傳感器的狀態(tài)，根據(jù)PWM調(diào)制方式，產(chǎn)生當(dāng)前狀態(tài)下的各路驅(qū)動的邏輯信號，經(jīng)功率驅(qū)動電路放大，對橋式逆變電路進(jìn)行控制，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對電機(jī)轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩的控制。邏輯保護(hù)電路起到對控制系統(tǒng)的硬件保護(hù)作用，當(dāng)DSP受到干擾出現(xiàn)執(zhí)行指令不正確時(shí)，仍可對系統(tǒng)進(jìn)行硬件保護(hù)。

圖2逆變電路中的功率管Q1～Q6是NMOS管。逆變電路中的RCD吸收電路，雖降低了系統(tǒng)效率，但可對由高頻開關(guān)產(chǎn)生的du/dt或di/dt起到限制作用，并將NMOS管的功耗轉(zhuǎn)移到R，從而降低開關(guān)損耗。柵漏極間的穩(wěn)壓二極管與電阻組成的懸浮電路可將柵極電壓拉到低電位，保證功率管可靠關(guān)斷。

圖2 電動車用BLDCM控制系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖

2.2 軟件設(shè)計(jì)

根據(jù)控制系統(tǒng)的功能要求，將控制系統(tǒng)分為若干模塊。本控制系統(tǒng)軟件由主程序和若干中斷服務(wù)子程序組成。主程序主要完成上電自檢，對芯片、變量的初始化及發(fā)送CAN指令報(bào)文等。中斷服務(wù)子程序包括霍爾電平變化中斷服務(wù)子程序、A/D轉(zhuǎn)換中斷服務(wù)子程序、CAN中斷服務(wù)子程序和定時(shí)器中斷服務(wù)子程序等。

霍爾電平變化中斷服務(wù)子程序?qū)崿F(xiàn)對電機(jī)的換相控制和當(dāng)前轉(zhuǎn)速計(jì)算。A/D轉(zhuǎn)換中斷服務(wù)子程序的功能是將手柄電壓和電機(jī)母線電流采樣值進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，同時(shí)將轉(zhuǎn)換后的手柄電壓轉(zhuǎn)換為轉(zhuǎn)速。CAN中斷服務(wù)子程序完成總線報(bào)文的接收。在定時(shí)器中斷服務(wù)子程序中完成CAN報(bào)文的發(fā)送，同時(shí)根據(jù)系統(tǒng)的工作狀態(tài)完成相應(yīng)的控制算法計(jì)算。定時(shí)器中斷流程圖如圖3所示?？刂破鞲鶕?jù)表3所示的關(guān)系導(dǎo)通MOS管。

圖3 定時(shí)器中斷流程圖

霍爾信號電動運(yùn)行發(fā)電制動001V1_PWM-V4_ONV2_PWM-V3_PWM010V1_ON-V6_PWMV2_PWM-V5_PWM011V3_PWM-V6_ONV4_PWM-V5_PWM100V3_ON-V2_PWMV4_PWM-V1_PWM101V5_PWM-V2_ONV6_PWM-V1_PWM110V5_ON-V4_PWMV6_PWM-V3_PWM

3 試驗(yàn)結(jié)果

將所研制的控制器安裝在BLDCM試驗(yàn)平臺上，對其進(jìn)行功能有效性驗(yàn)證。其試驗(yàn)用BLDCM的技術(shù)參數(shù)： 額定功率1kW，額定電壓48V，額定轉(zhuǎn)速2000r/min，最大效率點(diǎn)電流43A，相電阻0.2Ω，相電感8.5mH。

電機(jī)在電動和發(fā)電狀態(tài)的轉(zhuǎn)速變化曲線，分別如圖4所示。其中實(shí)線是使用模糊PI控制器控制下的電機(jī)轉(zhuǎn)速變化曲線，虛線是使用PI控制器控制下的電機(jī)轉(zhuǎn)速變化曲線。由圖4(a)可知，在模糊PI控制器控制下，電機(jī)具有速度響應(yīng)快、系統(tǒng)超調(diào)量小、穩(wěn)態(tài)誤差小等特點(diǎn)。由圖4(b)可知，與采用PI控制策略的普通控制器相比，模糊PI控制器具有速度變化平穩(wěn)、制動時(shí)間短等特點(diǎn)。

圖4 電機(jī)轉(zhuǎn)速曲線圖

根據(jù)試驗(yàn)數(shù)據(jù)計(jì)算出，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速n為1800r/min時(shí)，切換成發(fā)電狀態(tài)，系統(tǒng)能量回饋效率為0.75，說明本文設(shè)計(jì)的模糊PI控制器具有能量回饋效率高的特點(diǎn)。試驗(yàn)結(jié)果說明所研制的控制器對電機(jī)具有良好的控制性能。

4 結(jié) 語

本文設(shè)計(jì)了以dsPIC30F4012為控制核心的電動車用BLDCM控制系統(tǒng)，介紹了控制系統(tǒng)的硬件及軟件設(shè)計(jì)方案。試驗(yàn)結(jié)果表明，根據(jù)本設(shè)計(jì)方案研制的控制器對電動車用BLDCM具有良好的控制性能，具體如下：

(1) 在電動模式下，系統(tǒng)響應(yīng)速度快、超調(diào)量小，系統(tǒng)具有自適應(yīng)能力強(qiáng)、魯棒性好的特點(diǎn)。

(2) 在回饋制動模式下，電機(jī)速度下降平穩(wěn)、制動時(shí)間短、能量回饋效率高。

該控制器實(shí)現(xiàn)了電動車平穩(wěn)運(yùn)行、能量利用率高、單次充電行駛里程長的目標(biāo)。目前該控制器已通過樣車試驗(yàn)。

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