DCM Boost PFC數(shù)字化的研究

葉開(kāi)明，陳浩龍，蔡逢煌，王武

（福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州 350108）

DCM Boost PFC數(shù)字化的研究

葉開(kāi)明，陳浩龍，蔡逢煌，王武

（福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州 350108）

傳統(tǒng)斷續(xù)導(dǎo)通模式的Boost PFC采用單電壓環(huán)控制算法實(shí)現(xiàn)，但存在輸入電流畸變大、功率因數(shù)不高的問(wèn)題，從理論的角度深入分析了單電壓環(huán)控制法不足的原因，根據(jù)Boost PFC電路在斷續(xù)導(dǎo)通模式下的輸入輸出電壓比，利用功率守恒原則，提出了適用于斷續(xù)導(dǎo)通模式的DCM預(yù)測(cè)電流法，與單電壓環(huán)控制法相比電流畸變、功率因數(shù)均得到改善。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

功率因數(shù)校正；數(shù)字控制；DCM預(yù)測(cè)電流法；單電壓環(huán)法；斷續(xù)導(dǎo)通模式

0 引 言

有源功率因數(shù)校正（APFC）研究是當(dāng)前電力電子的重要一環(huán)，Boost由于本身具有的優(yōu)越性成為PFC中研究、應(yīng)用最廣泛的拓?fù)潆娐?。不管采用模擬電路還是數(shù)字電路控制，算法的研究都是其中的熱點(diǎn)，幾乎所有的Boost PFC控制法基本上都涉及到雙環(huán)控制：電壓環(huán)、電流環(huán)。為了避免母線電壓二次紋波引入電壓控制環(huán)，使輸入電流更好地跟蹤輸入電壓，得到更小的THDi，一般使電壓環(huán)的輸出在半個(gè)工頻周期內(nèi)保持不變以保證電流的基準(zhǔn)值在半個(gè)工頻周期內(nèi)的正弦度，因此電壓慢環(huán)的頻率一般為半個(gè)工頻值。DSP數(shù)字化控制Boost PFC研究應(yīng)用中最普遍的是預(yù)測(cè)電流控制技術(shù)［1－3］，其算法簡(jiǎn)單、實(shí)現(xiàn)容易、響應(yīng)速度快。但傳統(tǒng)預(yù)測(cè)電流法工作的前提是Boost工作于連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），而在斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）下會(huì)造成輸入電流畸變、母線電壓無(wú)法穩(wěn)定問(wèn)題。通常情況下采取直接撤銷電流環(huán)，電壓環(huán)的輸出直接驅(qū)動(dòng)Boost的開(kāi)關(guān)管［4］，此算法也稱單電壓環(huán)控制法。輸入市電電壓經(jīng)過(guò)整流器后的直流電壓的頻率為100 Hz，占空比的更新頻率與整流后電壓的頻率保持一致，即在半個(gè)工頻周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管的占空比保持不變。輸入電壓為正弦，Boost拓?fù)渚哂凶孕Ｕ芰Γ涸陂_(kāi)關(guān)管開(kāi)通期間電感電流的平均值為正弦。此控制算法缺點(diǎn)是動(dòng)態(tài)反應(yīng)速度慢，同時(shí)在DCM下，占空比相對(duì)比較小，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的關(guān)斷時(shí)間占更大的比例，開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷期間電流平均值非正弦，占空比越小，電流畸變得越厲害，PF值越低。

本文在工作于CCM中預(yù)測(cè)電流法控制原理的基礎(chǔ)上，應(yīng)用功率守恒原則，推導(dǎo)出適用于斷續(xù)導(dǎo)通模式的DCM預(yù)測(cè)電流法［5－6］，該算法具有更高功率因數(shù)（PF），反應(yīng)速度快，動(dòng)態(tài)性能好等優(yōu)點(diǎn)。最后，基于DSP28069數(shù)字控制平臺(tái)，在6 kVA UPS樣機(jī)的前級(jí)雙Boost PFC拓?fù)渖线M(jìn)行驗(yàn)證。

1 單電壓環(huán)控制法原理分析

圖1為單電壓環(huán)控制Boost PFC框圖。為分析方便，先做如下假設(shè)：

（1）所有器件均為理想元件；

（2）輸出電壓紋波與其直流量相比很??；

（3）開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于輸入市電頻率。

圖1 單電壓環(huán)控制法控制框圖

圖2給出了DCM下單電壓環(huán)控制法中在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的電感電流波形。斷續(xù)導(dǎo)通模式的Boost變換器有三種開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

（1）0～DyTs期間：開(kāi)關(guān)管T導(dǎo)通時(shí)，二極管D截止，升壓電感L兩端的電壓為vg，其電流iL由零開(kāi)始以vg／L的斜率線性上升。

（2）DyTs－（Dy＋DR）Ts期間：開(kāi)關(guān)管T關(guān)斷，二極管D導(dǎo)通，iL通過(guò)D續(xù)流，此時(shí)L兩端的電壓V0－vg，iL下降的斜率為V0－vg／iL，到Dy＋DR時(shí)刻電流下降到0。

（3）（Dy＋DR）Ts－（1－Dy＋DR）Ts期間：開(kāi)關(guān)管T關(guān)斷，二極管 D也截止，在此期間iL保持為0，負(fù)載由輸出濾波電容C供電，直至下一周期開(kāi)關(guān)管T開(kāi)通后，重復(fù)（1）過(guò)程。

令輸入交流電壓的表達(dá)式為：

式中Vm－輸入交流電壓的幅值；ω－角頻率。整流后電壓vg為：

圖2 單電壓環(huán)控制DCM Boost電感電流波形

式中Dy－占空比；Ts－開(kāi)關(guān)周期。

單電壓環(huán)控制法中的占空比在半個(gè)工頻周期內(nèi)是保持不變的，由式（3）可知，電感電流峰值的包絡(luò)線為正弦。

在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感L兩端的伏秒面積平衡得：

式中V0－輸出電壓；DR－電感電流從峰值下降到零所對(duì)應(yīng)占空比。

由式（4）推導(dǎo)得：

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流峰值iL＿pk為：

根據(jù)式（3）和式（5），可以得到一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流的平均值iL＿av為：

輸入電流iin＝iL＿av，由式（1）和式（6），求得輸入功率為：

式中fs－開(kāi)關(guān)頻率。

根據(jù)式（7）和輸入功率因數(shù)PF值的定義得：

單電壓環(huán)控制中，功率100 W，升壓電感600 uH，輸出母線電壓400 V，輸 入電壓分別為220 V、 240 V、260 V情況下，根據(jù)式（3）、（6）分別畫出半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流的峰值如圖（3）與相對(duì)應(yīng)的平均值如圖（4）。圖（3）、（4）得，峰值包絡(luò)線雖呈正弦，但其平均值已不再正弦，而是發(fā)生了畸變，由式（6）可知，當(dāng)Vm／V0越大，電流畸變?cè)絽柡?；由式?）可知，當(dāng)Vm／V0越大，PF值也越低，圖（4）繪出了Vm的變化對(duì)電流畸變所造成的影響。

單電壓環(huán)控制法主要應(yīng)用在當(dāng)Boost電路電感設(shè)計(jì)在連續(xù)導(dǎo)通模式而實(shí)際運(yùn)行于大約5%滿載下，此時(shí)為了穩(wěn)定母線電壓而對(duì)PF值要求不是很高的情況下，或者當(dāng)開(kāi)關(guān)管在關(guān)斷區(qū)間輸入電流為零的拓?fù)?，比如說(shuō)Buck-Boost電路。DCM預(yù)測(cè)電流法就是為了解決前一種情況下單電壓環(huán)控制法中Dy在半個(gè)工頻周期內(nèi)不變而引起電感電流的畸變，有效提高輸入端的PF值。

圖3 單電壓環(huán)控制法電感電流平均值

圖4 單電壓環(huán)控制法電感電流峰值

2 DCM預(yù)測(cè)電流法原理分析

預(yù)測(cè)電流法只適用于電感電流工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，而對(duì)于斷續(xù)導(dǎo)通模式下，由文獻(xiàn)［6］中可得，輸入與輸出電壓的關(guān)系有：

式中I0－母線電流有效值。

假設(shè)R為輸出負(fù)載電阻，顯然V0／I0＝R，根據(jù)式（8）可推出占空比值為：

輸出功率為P0，那么，所以由式（10）可化為：

理想情況下，輸入功率等于輸出功率，所以P0＝VinIin。半個(gè)工頻周期電感電流的瞬時(shí)值：

DCM預(yù)測(cè)電流法的占空比在半個(gè)工頻周期內(nèi)是可變的，其變化情況為：

DCM預(yù)測(cè)電流法與單電壓環(huán)控制法相比多了一個(gè)電流控制環(huán)，其作用就是使電感電流在工頻周期內(nèi)的電流平均值的包絡(luò)線為正弦，由式（13）實(shí)現(xiàn)。電壓環(huán)的輸出得到半個(gè)周期內(nèi)電流基準(zhǔn)的幅值Iin，式（12）中的sin（wt）為正弦表，采用市電可得。

3 DCM Boost PFC數(shù)字控制程序設(shè)計(jì)

采用TMS320LF28069浮點(diǎn)型DSP數(shù)字控制，CPU頻率90 M。系統(tǒng)需采樣市電輸入電壓、輸出母線電壓，軟件設(shè)計(jì)的主要內(nèi)容是定時(shí)器T1比較中斷。圖（5）給出了DCM預(yù)測(cè)電流法數(shù)字實(shí)現(xiàn)，定時(shí)器T1比較中斷子程序流程圖。

定時(shí)器T1比較中斷子程序中主要完成系統(tǒng)電壓電流采樣、過(guò)流保護(hù)、過(guò)壓保護(hù)、電壓外環(huán)計(jì)算、電流內(nèi)環(huán)計(jì)算及PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的生成。

圖5 定時(shí)器中斷子程序流程圖

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在6 kVA雙Boost PFC樣機(jī)上對(duì)功率200W以下負(fù)載進(jìn)行驗(yàn)證。輸入電壓為220 V／50 Hz，電感為600 uH，母線穩(wěn)壓電壓設(shè)定在360 V，電容1 880 uF，開(kāi)關(guān)頻率20 k。圖（6）、（7）分別為不同功率下兩算法之間的波形比較，圖（8）為PF值隨輸出功率的變化圖。

圖（6）、（7）可看出同功率下，DCM預(yù)測(cè)電流法更好地分配了在半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流的值，使其電流峰值更小、電流畸變率更低，由圖（7）中電感電流在峰值附近的局部放大圖相比較可知，單電壓環(huán)法在輸入電壓峰值期附近更容易進(jìn)入CCM。

圖6 輸出功率為137W兩算法的波形

圖7 輸出功率為200W兩算法的波形

圖（8）得DCM預(yù)測(cè)電流法相比于單電壓環(huán)法PF值得到有效提高，當(dāng)達(dá)到一定功率時(shí)，由于單電壓環(huán)法更容易進(jìn)入連續(xù)導(dǎo)通模式，其PF值反而降低。

圖8 兩種算法的PF值比較

5 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)單電壓環(huán)法在DCM Boost PFC控制中電流畸變大、功率因數(shù)不高的問(wèn)題，提出了采用DCM預(yù)測(cè)電流法替代傳統(tǒng)的單電壓環(huán)控制法，理論分析了電流畸變和功率因數(shù)得到改善的原理，最后在6 kVA雙Boost PFC上對(duì)200W以下負(fù)載進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明DCM預(yù)測(cè)電流法很好地彌補(bǔ)了單電壓環(huán)法電流畸變大、功率因數(shù)不高的缺點(diǎn)。

［1］Wanfeng Zhang，Yanfei Lou，Bin Wu．A New Duty Cycle Control Strategy for Power Factor Correction and FPGA Implementation［J］．IEEE Trans．on Power Electronics，2006，21（6）：1745－1753．

［2］李宋，葉滿園．預(yù)測(cè)平均電流控制PFC Boost變換電路的研究［J］．電力電子技術(shù)，2011，45（12）：120－122．

［3］王書(shū)強(qiáng)．基于DSP的數(shù)字控制單級(jí)橋式功率因數(shù)校正技術(shù)研究［D］．哈爾濱：哈爾濱工業(yè)大學(xué)，2011．

［4］楊靖，陳新．電感電流斷續(xù)模式下的功率因數(shù)校正數(shù)字控制解決方案［J］．通訊電源技術(shù)，2007，24（1）：8－10．

［5］姚凱，阮新波，冒小晶，等．電流斷續(xù)模式Boost功率因數(shù)校正變換器的變占空比控制［J］．電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2011，26（11）：14－24．

［6］陳堅(jiān)．電力電子學(xué)——電力電子變換和控制技術(shù)［M］．北京：高等教育出版社，2004：67－68．

Research on Digital Control Technology of DCM Boost PFC

YE Kai-ming，CHEN Hao-long，CAIFeng-huang，WANGWu
（College of Electrical Engineering＆Automation，F(xiàn)uzhou University，F(xiàn)uzhou Fujian 350108，China）

A single voltage loop is adopted when Boost PFC works in the traditional discontinuous conduction mode（DCM）．Its disadvantages are the high distortion and low power factor of the input current．In this paper，the disadvantages caused by the single voltage loop method are specifically analyzed，and the DCM current prediction method is presented through application of the power conservation principle on the basis of the input／output voltage ratio of the Boost PFC circuit in the DCM．Compared with the single voltage loop method，the current distortion and power factor are both improved．Experimental results verify the correctness of theoretical analysis．

power factor correction；digital control；DCM current predictionmethod；single voltage loopmethod；discontinuous conductionmode

10．3969／j·issn．1000－3886．2014．04．016

TM72

A

1000－3886（2014）04－0047－03

葉開(kāi)明（1988－），男，福建泉州人，碩士研究生。研究方向?yàn)楣β室驍?shù)校正（PFC）控制算法的數(shù)字化研究。 陳浩龍（1988－），男，福建福州人，碩士研究生。研究方向?yàn)楣β室驍?shù)校正（PFC）控制算法的數(shù)字化研究。 蔡逢煌（1976－），男，福建莆田人，博士，副教授。研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)控制。 王武（1973－），男，福建莆田人，博士，教授。研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)控制。

定稿日期：2013－11－25