一種新型多電平載波脈寬調(diào)制方法研究

戴鵬，吳斌，王釗，李高峰

（中國礦業(yè)大學信息與電氣工程學院，江蘇徐州221008）

一種新型多電平載波脈寬調(diào)制方法研究

戴鵬，吳斌，王釗，李高峰

（中國礦業(yè)大學信息與電氣工程學院，江蘇徐州221008）

為減少傳統(tǒng)多電平載波脈寬調(diào)制方法所需要的三角載波數(shù)目，以二極管鉗位式三電平逆變器為例，研究了一種新型多電平載波脈寬調(diào)制方法，同時將其推廣應用于NPC/H橋5電平逆變器。該新型多電平載波脈寬調(diào)制方法所需要的三角載波數(shù)目僅是傳統(tǒng)多電平載波脈寬調(diào)制方法的一半，同時，該方法的三角載波和調(diào)制波全都位于零參考軸之上，更易于DSP編程實現(xiàn)，且可推廣到更多電平。搭建NPC/H橋5電平實驗平臺，采用對稱規(guī)則采樣法對該方法進行實驗驗證，實驗結(jié)果驗證了該新型多電平載波脈寬調(diào)制方法在整個線性調(diào)制區(qū)內(nèi)的正確性和可行性。

二極管鉗位式三電平；NPC/H橋5電平；新型載波脈寬調(diào)制；對稱規(guī)則采樣法

1 引言

與傳統(tǒng)兩電平逆變器相比，多電平逆變器具有諸如：可使用較低耐壓等級的功率開關組合輸出更高的電壓等級；開關器件工作在基頻以下，開關損耗?。惠敵鲭妷旱膁u/dt較小，EMI干擾小；輸出波形諧波性能更好等優(yōu)點，在大功率、高電壓等場合得到了越來越廣泛的應用［1］。

多電平逆變器的PWM控制技術是多電平逆變器研究中的重要環(huán)節(jié)之一，主要有載波脈寬調(diào)制法（CBPWM）和空間矢量脈寬調(diào)制法（SVPWM）。SVPWM法的直流電壓利用率相對較高且更易于數(shù)字化實現(xiàn)，但由于涉及開關矢量選擇、作用時間計算、開關序列分配等繁瑣步驟［2］，一般應用于5電平以下的拓撲中。而CBPWM法只要簡單地用調(diào)制波與載波進行比較便可生成開關管驅(qū)動信號，更適用于多電平拓撲結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)多電平載波脈寬調(diào)制方法主要有載波層疊法［3-6］、載波移相法［3，7］、開關頻率優(yōu)化法［6-8］及混合法［9-11］等。載波層疊法是將載波垂直分布，包括同相層疊、交替反相層疊和正負反相層疊3種，該方法和載波移相法一樣都可消除一些特定次數(shù)的諧波，但并未考慮中點電位平衡控制。開關頻率優(yōu)化法和載波層疊法類似，只是在正弦調(diào)制波中注入了零序分量，與載波層疊法相比具有較好的中點電位平衡能力，直流電壓利用率高（調(diào)制度可達1.15），同時減少了低次諧波含量，但該方法只可用于三相系統(tǒng)?；旌戏ňC合了前3種方法各自的優(yōu)點，因而輸出波形效果更加良好。

上述各種傳統(tǒng)多電平載波脈寬調(diào)制方法均需要多個三角載波，為減少傳統(tǒng)多電平逆變器載波脈寬調(diào)制法所需要的三角載波數(shù)目，本文研究了一種新型多電平載波脈寬調(diào)制方法。該方法相對于傳統(tǒng)多電平載波脈寬調(diào)制法只需要一半數(shù)目的單極性三角載波，同時，三角載波和調(diào)制波都位于零參考軸之上，因而更易于數(shù)字化編程實現(xiàn)。本文將該新型多電平載波脈寬調(diào)制方法應用于二極管鉗位式三電平和NPC/H橋5電平逆變器中，仿真和實驗結(jié)果驗證了該新型脈寬調(diào)制方法在整個線性調(diào)制區(qū)內(nèi)的正確性和可行性。

2 逆變器拓撲結(jié)構(gòu)及其工作原理

二極管鉗位式三電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)是由A.Nabae，H.Akagi等人于20世紀80年代初提出的，其拓撲如圖1所示［12］，每相橋臂有3種輸出狀態(tài)。以A相為例，其橋臂有4個開關器件（含續(xù)流二極管），2個鉗位二極管和2個均壓電容。

圖1 二極管鉗位式三電平逆變器拓撲Fig.1 Topology of diode clamped three-level inverter

當Sa1，Sa2導通，Sa3，Sa4關斷時，該相輸出端電壓等于P點電位為0.5Udc；當Sa2，Sa3導通，Sa1，Sa4關斷時，該相輸出端電壓等于O點電位為0；當Sa3，Sa4導通，Sa1，Sa2關斷時，該相輸出端電壓等于N點電位為-0.5Udc。

2.2 NPC/H橋5電平逆變器

多電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)主要有鉗位式（二極管鉗位或電容鉗位）和H橋級聯(lián)式。鉗位式多電平逆變器需要大量鉗位二極管或鉗位電容，并且要保持直流側(cè)分壓電容的電壓平衡；H橋級聯(lián)式雖無需考慮電容電壓平衡問題，但是需要多路獨立直流電源。針對上述兩種逆變器的優(yōu)缺點，有學者［13］提出了由2個二極管鉗位式三電平橋臂組成的NPC/H橋級聯(lián)式功率單元拓撲，如圖2所示。

圖2 單相NPC/H橋5電平逆變器拓撲Fig.2 Topology of single phase NPC/H-bridge five-level inverter

圖2中，每一相有8個主開關管（含續(xù)流二極管）、4個鉗位二極管和2個分壓電容，平均每個主開關器件所承受的電壓為0.25Udc。其輸出電壓uA12為左右兩橋臂中點A1和A2的輸出電壓之差，通過開關導通時間的不同搭配，可以輸出Udc，0.5Udc，0，-0.5Udc，-Udc5個電平。其開關狀態(tài)與輸出電壓的關系由表1給出（1表示開通，0表示關斷）。

表1 開關狀態(tài)與輸出端電壓Tab.1 Switch state and output voltage

3 新型多電平載波脈寬調(diào)制方法

3.1 新型三電平載波脈寬調(diào)制方法

開關頻率優(yōu)化脈寬調(diào)制法的調(diào)制波是通常的三相正弦波注入零序分量后所得到的，零序分量和三相調(diào)制波的計算公式如下式所示：

式中：k=A，B，C；ma為調(diào)制度，0≤ma≤1.15。

基于中介效應模型，如果自變量X不僅直接對因變量Y產(chǎn)生影響，而且還通過中介變量M間接對Y產(chǎn)生影響，那么M就是X對Y影響的作用渠道。金融發(fā)展(FD)是本文的中介變量M。回歸模型(1)已經(jīng)考察了金融開放對經(jīng)濟增長的總影響，為了驗證金融開放是金融發(fā)展對經(jīng)濟增長的間接影響渠道，提出回歸模型(3)

對于三電平逆變器，如果只用1個載波，那就要用2個調(diào)制波與之比較以產(chǎn)生2路獨立的驅(qū)動信號。為了獲得2個調(diào)制波信號，將式（1）的零序電壓分量一分為二；同時利用調(diào)制波在豎直方向的自由度，將調(diào)制波幅值限制在載波幅值范圍之內(nèi)，便有了本文的新型三電平載波脈寬調(diào)制方法。本文新型多電平載波脈寬調(diào)制方法的調(diào)制波計算公式如下式所示：

其中

A相調(diào)制波的數(shù)學表達式如下式所示：

B，C兩相的調(diào)制波數(shù)學表達式與之類似，相位依次相差2π/3 rad。

以二極管鉗位式三電平逆變器為例，新型三電平載波脈寬調(diào)制方法的載波為幅值vC=1，頻率fc=1 kHz的單極性三角波。當調(diào)制度ma=1時，A相橋臂載波與調(diào)制波分布如圖3所示。由圖3可知vAN與vAP波形形狀相同，只是剛好顛倒且相移了πrad。

以A相橋臂為例，其調(diào)制原理為：當vAP＞vC時，開關器件Sa1導通，Sa3關斷；當vAN≥vC時，開關器件Sa2導通，Sa4關斷。開關器件Sa1和Sa2的脈沖信號如圖4所示。

圖3 ma=1時，調(diào)制波與載波分布Fig.3 Distributionofmodulationsignalandcarrierwhenma=1

圖4 Sa1和Sa2的脈沖信號Fig.4 Pulsing signals of Sa1and Sa2

3.2 新型5電平載波脈寬調(diào)制方法

文獻［9］指出中點鉗位（NPC）三電平橋臂內(nèi)只能采用載波層疊脈寬調(diào)制，而H橋的橋臂間和各H橋之間則既可以采用載波層疊脈寬調(diào)制也可以采用載波移相脈寬調(diào)制?；谶@一原理，本文的新型5電平載波脈寬調(diào)制方法采用一種基于載波層疊和載波移相的混合法，即使用2個相同幅值且相位相差πrad的單極性三角載波，其中，vc1的相位為0，vc2的相位為π rad，其幅值都為1，當調(diào)制度ma=0.8時，A相載波與調(diào)制波分布如圖5所示。

圖5 調(diào)制波與載波分布Fig.5 Distribution of modulation signals and carrier

以A相橋臂為例，其調(diào)制原理為：當vAP＞vc1時，開關器件Sa1導通，Sa3關斷；當vAN≥vc1時，開關器件Sa2導通，Sa4關斷；當vAP＞vc2時，開關器件Sa8導通，Sa6關斷；當vAN≥vc2時，開關器件 Sa7導通，Sa5關斷。

4 仿真及實驗驗證

4.1 仿真分析

在Matlab/Simulink仿真環(huán)境下，搭建基于該調(diào)制策略的三電平和5電平模型。模型參數(shù)為：Udc=200 V，C1=C2=4700 μF，三相對稱阻感負載R=10 Ω，L=15 mH，載波頻率fc=1 kHz。圖6為三電平調(diào)制度ma=0.8時，A相輸出電壓uAO和AB兩相之間線電壓uAB的仿真波形。圖7和圖8分別為5電平調(diào)制度ma=0.8和ma=0.4時，C相輸出電壓uCO和AC兩相之間線電壓uAC的仿真波形。

圖6 三電平仿真電壓波形Fig.6 Simulation voltage waveforms of three-level

圖7 C相輸出電壓uCO仿真波形Fig.7 Simulation voltageuCOwaveforms of phase C

圖8 線電壓uAC仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of line voltageuAC

文獻［3］指出傳統(tǒng)多電平的各種載波脈寬調(diào)制方法中，載波同相層疊法的輸出波形諧波最小。為分析比較該新型多電平載波脈寬調(diào)制方法與傳統(tǒng)方法輸出電壓的諧波性能，以二極管鉗位式三電平為例，表2列出了調(diào)制度ma=0.6～1時，分別采用載波同相層疊法（PD）、開關頻率優(yōu)化法（SFO）和新方法uAB的基波幅值和諧波含量。

表2 不同調(diào)制度下uAB波形性能比較Tab.2 Performance comparison of uABin different modulation index

由表2可以看出，新型多電平載波脈寬調(diào)制方法與另外兩種方法相比，隨著調(diào)制度的提高，它們的基波幅值相同；新方法的諧波含量逐漸變大，而另外兩個方法則恰好相反，在低調(diào)制度時（ma=0.6～0.8），新方法的諧波含量與它們相差不大，而在高調(diào)制度時（ma=0.9～1），則相差甚大。同時新方法的最大調(diào)制度為1，達不到開關頻率優(yōu)化法的1.15，是新方法的不足之處。

4.2 實驗驗證

基于TMS28335 DSP和FPGA搭建NPC/H橋5電平實驗平臺，采用對稱規(guī)則采樣法進行實驗驗證。DSP用來產(chǎn)生12路獨立的驅(qū)動脈沖；FPGA采用Spartan3系列的XC3S400 FPGA，F(xiàn)PGA主要用于完成死區(qū)產(chǎn)生、故障保護、脈沖擴展等操作，實驗的死區(qū)時間設置為5 μs，開關頻率為1 kHz。主電路直流側(cè)采用6個3 800 μF/450 V的電解電容，加在2個分壓電容兩端的直流電壓源由工頻交流電經(jīng)隔離變壓器變壓再經(jīng)過不控整流得到，開關管采用IKW40N120T2型IGBT，驅(qū)動芯片采用HCPL316J；吸收電路為RCD型，電阻為10 Ω，27 kJ，電容為0.47 μF的無感電容，二極管采用MUR860超快恢復二極管；負載選擇Y型連接的三相對稱阻感負載，電阻值為10 Ω，電感值為15 mH。

圖9和圖10分別為當直流電壓源電壓Udc=40 V，調(diào)制度ma=0.8和ma=0.4時，C相輸出電壓uCO和AC兩相之間線電壓uAC的實驗波形。

圖9 C相輸出電壓uCO實驗波形Fig.9 Experimental voltageuCOwaveformforms of phase C

圖10 線電壓uAC實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of line voltageuAC

5 結(jié)論

針對傳統(tǒng)多電平載波脈寬調(diào)制方法需要多個三角載波的缺點，提出了一種新型多電平載波脈寬調(diào)制方法。該方法所需的載波數(shù)目只有傳統(tǒng)方法的一半，且所有載波和調(diào)制波都位于零參考軸之上，因而更易于DSP編程，在減少了存儲空間的同時提高了系統(tǒng)運行速度。最后，同時通過Matlab仿真和搭建NPC/H橋5電平逆變器實驗平臺對該方法進行了仿真和實驗驗證。仿真和實驗結(jié)果表明了該方法在整個線性調(diào)制區(qū)內(nèi)的正確性和可行性。但是，在較高調(diào)制度時，該方法的諧波性能不如傳統(tǒng)方法好，如何減小輸出電壓諧波含量并提高調(diào)制度還有待進一步研究。

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Novel Multilevel Carrier-based Pulse Width Modulation Method

DAI Peng，WU Bin，WANG Zhao，LI Gao-feng
（School of Information and Electrical Engineering，China University of Mining and Technology，Xuzhou 221008，Jiangsu，China）

In order to reduce the number of triangular carrier used in the traditional multilevel carrier-based pulse width modulation methods，taking three-level diode clamped inverter for instance，a novel multilevel carrier-based pulse width modulation method was presented，and then applied it to NPC/H-bridge five-level inverter.The required number of triangular carrier for this novel multilevel pulse width modulation is half less than that of the traditional ones.At the same time，all the triangular carrier and modulation wave are located above the zero reference axis，so it is easier for DSP programming and implemented.Meanwhile，this method can be easily extended to more levels.Symmetry rule sampling method was adopted in the NPC/H-bridge five-level inverter experimental platform and the experimental results verify the correctness and feasibility of the proposed novel multilevel carrier-based pulse width modulation method in the total linear modulation region.

diode clamped three-level；NPC/H-bridge five-level；novel carrier-based pulse width modulation；symmetry rule sampling method

TM464

A

2013-07-08

修改稿日期：2014-02-12

國家863高技術基金項目（2011AA050403）

戴鵬（1973-），男，副教授，Email：13329285666@189.cn