復(fù)合網(wǎng)絡(luò)抑制變壓器副邊整流橋振蕩電壓尖峰的研究

汪中勇，劉曉東，方煒

(安徽工業(yè)大學(xué)電力電子與電力傳動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽馬鞍山243002)

復(fù)合網(wǎng)絡(luò)抑制變壓器副邊整流橋振蕩電壓尖峰的研究

汪中勇，劉曉東，方煒

(安徽工業(yè)大學(xué)電力電子與電力傳動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽馬鞍山243002)

鑒于電動(dòng)車充電電源移相全橋主電路拓?fù)涞奶攸c(diǎn)，在考慮變壓器漏感、原邊外加諧振電感和二極管寄生參數(shù)的基礎(chǔ)上，建立了變壓器二次側(cè)整流橋換流時(shí)的等效模型，依據(jù)該模型分析了變換器輸出整流橋寄生振蕩產(chǎn)生尖峰電壓的機(jī)理，討論了各參數(shù)對(duì)寄生振蕩的影響規(guī)律。然后針對(duì)二次側(cè)寄生振蕩產(chǎn)生的原因，采取了副邊加緩沖電路以及原邊加箝位電路的復(fù)合網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法來(lái)抑制電壓尖峰，并對(duì)比了常用策略，分析了該復(fù)合網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)越性。Matlab仿真和硬件電路實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在所設(shè)計(jì)的18kW移相全橋ZVS變換器中采用的復(fù)合型優(yōu)化緩沖電路，可有效抑制輸出整流橋上的振蕩尖峰電壓，符合大功率充電電源高可靠性的要求。

電動(dòng)車充電電源;寄生參數(shù);振蕩;電壓尖峰;緩沖電路

1 引言

電動(dòng)汽車以其能源豐富、“零污染”等特點(diǎn)得到極大的關(guān)注，相應(yīng)大功率充電機(jī)設(shè)計(jì)的相關(guān)技術(shù)被廣泛研究［1］。大電流關(guān)斷過(guò)程中，關(guān)斷的二極管由于較大的反向恢復(fù)電流，在諧振回路中產(chǎn)生很大的瞬時(shí)電流，給關(guān)斷的二極管兩端造成很高的尖峰電壓［2］，提高了二極管的電壓定額和安全工作區(qū)要求，且二極管本身的結(jié)電容與外部電感等引起的寄生振蕩也會(huì)出現(xiàn)危險(xiǎn)的尖峰電壓，這種振蕩現(xiàn)象所導(dǎo)致的電壓過(guò)沖如果不加以抑制，會(huì)使得二極管上的電壓應(yīng)力增加，嚴(yán)重時(shí)，將使二極管擊穿。

對(duì)于電動(dòng)車充電機(jī)這種以移相全橋軟開(kāi)關(guān)為主電路拓?fù)?如圖1所示)的應(yīng)用場(chǎng)合，需要在變壓器原邊串聯(lián)諧振電感，使其與開(kāi)關(guān)管并聯(lián)電容諧振充放電實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)［3］。這就使得變壓器副邊整流橋換流時(shí)所產(chǎn)生的電壓過(guò)沖不僅包括變壓器漏感與二極管結(jié)電容的作用，還包括原邊外加的諧振電感與結(jié)電容所產(chǎn)生振蕩的影響。

圖1 充電機(jī)主電路拓?fù)銯ig.1Main circuit topology of charger

為保證器件安全穩(wěn)定工作，抑制電壓尖峰，一方面可以從主電路拓?fù)涓倪M(jìn)上著手。另一方面，可以在一個(gè)給定的電力電子器件功率損耗水平下，增加輔助緩沖電路以提高器件處理的功率，保證充電機(jī)整體的可靠性［4，5］。文獻(xiàn)［6］提出了一種副邊采用倍壓整流模式的移相全橋電路，由于少了輸出濾波電感，使得二次側(cè)整流橋電壓箝位在輸出電壓從而抑制了電壓尖峰。不過(guò)這也間接導(dǎo)致原邊電流增大，不適合大功率充電機(jī)這種高壓大電流場(chǎng)合。目前研究大功率變換器緩沖電路的設(shè)計(jì)中，文獻(xiàn)［7］利用輔助開(kāi)關(guān)來(lái)進(jìn)行能量轉(zhuǎn)移，這種適用于升壓變流器的有源無(wú)損緩沖電路高效可靠，但是增加了電路控制的復(fù)雜性。文獻(xiàn)［8，9］對(duì)移相全橋電路中該尖峰作了分析，但僅從變壓器漏感與寄生電容這一方面的振蕩著手，對(duì)緩沖電路的設(shè)計(jì)進(jìn)行分析，未考慮原邊諧振電感的的影響。文獻(xiàn)［10，11］則主要對(duì)原邊外加諧振電感與結(jié)電容的振蕩尖峰進(jìn)行分析與解決，忽略了變壓器漏感的影響。

為此，本文在考慮實(shí)際元器件寄生參數(shù)的基礎(chǔ)上，綜合電動(dòng)車充電電源移相全橋主電路拓?fù)涞奶攸c(diǎn)，建立了變壓器副邊整流橋換流時(shí)的等效模型，分析了模型中各參數(shù)對(duì)寄生振蕩的影響規(guī)律，設(shè)計(jì)了面向電動(dòng)車充電電源的復(fù)合網(wǎng)絡(luò)緩沖電路，旨在通過(guò)從振蕩電壓尖峰產(chǎn)生的根本原因上綜合抑制這種不利的電壓過(guò)沖，并給出相應(yīng)的仿真和實(shí)驗(yàn)說(shuō)明。

2 副邊整流橋工作過(guò)程分析及等效模型建立

為了抑制變壓器副邊整流橋的振蕩電壓過(guò)沖影響，需要對(duì)此電壓尖峰產(chǎn)生的原因進(jìn)行分析研究并采取相應(yīng)的措施。以圖2所示高頻隔離變壓器次級(jí)全橋整流電路為例進(jìn)行分析。其中，將變壓器的漏感Lk加入電路進(jìn)行分析。另外，由于整流二極管為高頻硬開(kāi)關(guān)，需要考慮二極管在截止時(shí)存在的反向恢復(fù)過(guò)程及其并聯(lián)寄生電容CT。

圖2 變壓器次級(jí)輸出全橋整流電路模型Fig.2Output FB rectifier model after transformer

變壓器副邊的電壓尖峰產(chǎn)生于二極管關(guān)斷時(shí)刻的寄生振蕩，此處通過(guò)變壓器二次側(cè)電壓由0變?yōu)閁2(副邊電壓峰值)時(shí)二極管換流情況來(lái)分析次級(jí)的寄生振蕩。這個(gè)時(shí)段中，D1和D4繼續(xù)導(dǎo)通，而D2和D3關(guān)斷，將變壓器原邊諧振電感Lr折算等效到副邊與漏感Lk合并，總電感記為L(zhǎng)e，等效模型如圖3 (a)所示。將該電路中相同元素簡(jiǎn)化合并，對(duì)D2和D3的寄生電容CT等效折算并與輸出LC濾波器并聯(lián)，總電容記為C0;假設(shè)電路負(fù)載恒定，將輸出濾波器與負(fù)載等效為一個(gè)恒流源，設(shè)電流幅值為I，得到圖3(b)所示的簡(jiǎn)化等效模型。

圖3 D2和D3換流時(shí)變壓器副邊等效模型Fig.3Equivalent model of transformer secondary winding during commutation of D2and D3

由二極管動(dòng)態(tài)特性可知，當(dāng)其兩端電壓由正變負(fù)時(shí)，原處于導(dǎo)通狀態(tài)的二極管并不能立即關(guān)斷，而是需經(jīng)過(guò)一段短暫的時(shí)間才能獲得反向阻斷能力，在此期間，電流先減小，到零后反向增大，以清除PN結(jié)兩側(cè)的存儲(chǔ)電荷。當(dāng)電荷清完后，二極管反向電流達(dá)到最大值IRM，設(shè)此時(shí)二極管等效電阻為Roff，便可得到圖3(c)所示等效模型。在此過(guò)程中，CT上的電壓始終為零，即C0上的電壓uC始終為零。隨后，二極管反向電流開(kāi)始減小，uC開(kāi)始上升。將器件數(shù)目進(jìn)行簡(jiǎn)化，令R0=Roff/2，則圖3(c)等效模型可進(jìn)一步簡(jiǎn)化為圖3(d)所示的最簡(jiǎn)等效模型。由最簡(jiǎn)等效模型可以得到以下微分方程:

將式(2)代入式(1)可得:

式中，iLe(0)=2IRM+I;uC(0)=0。

求解該二階常系數(shù)非齊次線性微分方程可得:

式中

二極管尖峰電壓

振蕩頻率

從而得出

由上述分析和求解過(guò)程可以看出，器件本身各寄生參數(shù)的大小和外界的工作條件都會(huì)影響最終所求的解，也就是影響變壓器次級(jí)二極管的寄生振蕩，改變電壓尖峰。具體分析結(jié)果如下:

(1)如果降低變壓器漏感Lk，那么等效總電感Le會(huì)減小，由式(6)看出相應(yīng)的ω會(huì)增大，從而UA減小。

(2)如果二極管的寄生電容CT較大，也就是C0增大，由式(7)得α/ω降低，那么UA減小。

(3)如果負(fù)載對(duì)象輸出電壓要求較高，則變壓器二次側(cè)電壓U2相應(yīng)很大，由式(5)可知UA也會(huì)增大，所以二極管在高電壓下關(guān)斷會(huì)增大變壓器副邊電壓尖峰，這樣是很不利的。

(4)如果二極管反向恢復(fù)時(shí)間trr增加，則IRM提高，會(huì)使得UA變大。另外，輸出電流越大，也會(huì)導(dǎo)致trr變大，從而使UA增大，所以二極管在大電流下關(guān)斷也是很不利的。

結(jié)合以上分析明顯可以看出，高壓大電流情況下振蕩現(xiàn)象尤為劇烈，電壓尖峰值較大。針對(duì)電動(dòng)汽車充電機(jī)這種要求輸出功率大、工作效率高的場(chǎng)合必須采取抑制措施。

3 復(fù)合網(wǎng)絡(luò)抑制振蕩電壓尖峰策略分析

針對(duì)變壓器二次側(cè)整流橋的寄生振蕩所引起的電壓尖峰的原因，筆者采取了復(fù)合型網(wǎng)絡(luò)抑制措施，包括變壓器副邊的緩沖電路以及原邊的箝位電路兩部分設(shè)計(jì)，分別針對(duì)變壓器漏感與二極管結(jié)電容以及原邊諧振電感與二極管結(jié)電容振蕩電壓過(guò)沖。

3.1 變壓器副邊緩沖電路設(shè)計(jì)

由上述分析可看出，通過(guò)優(yōu)化二極管選型等措施可以抑制寄生振蕩，降低電壓尖峰。但這些措施有一定的局限性(寄生參數(shù)不可能無(wú)限減小)，而且抑制效果不一定能滿足實(shí)際需求。所以，對(duì)于大功率電動(dòng)汽車充電機(jī)這種要求較高的應(yīng)用需要結(jié)合外加的抑制電路來(lái)進(jìn)一步減弱寄生振蕩。

目前各種類型的緩沖電路中，有源緩沖電路需要開(kāi)關(guān)管及其驅(qū)動(dòng)、控制電路，增加了電路的復(fù)雜性和成本，降低了電源的可靠性;無(wú)源無(wú)損緩沖電路振蕩的抑制效果取決于電容的容量，大功率場(chǎng)合較大的電容容量會(huì)導(dǎo)致變壓器初級(jí)的電流過(guò)沖，從而對(duì)初級(jí)開(kāi)關(guān)管產(chǎn)生很大沖擊。所以本文主要針對(duì)無(wú)源有損的RC/RCD緩沖電路進(jìn)行討論。RC/RCD緩沖電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，設(shè)計(jì)和安裝也比較方便，一個(gè)設(shè)計(jì)優(yōu)良的RC/RCD緩沖電路同樣能收到預(yù)期的效果。

結(jié)合圖3中的最簡(jiǎn)模型與式(5)所對(duì)應(yīng)的電壓尖峰參考方程可知，降低尖峰最簡(jiǎn)單的方法就是通過(guò)外加電路減小總等效電感Le、電阻R0或者增大電容C0。可采取的接線方式如圖4所示，給出了三種設(shè)計(jì)方案。圖5是三種方案在換流時(shí)的初始等效模型。

圖4 二極管尖峰抑制緩沖電路Fig.4Spike inhibition snubber circuits of diode

方案a中，并聯(lián)RC的數(shù)目較其他方案更多，故R0減小和C0增大的程度更大，抑制的效果也會(huì)更明顯。不過(guò)帶來(lái)的負(fù)面影響是電阻上產(chǎn)生的功率損耗也會(huì)相應(yīng)增多。

方案b和方案c的工作過(guò)程中，C1的電壓剛開(kāi)始為Vo，當(dāng)變壓器副邊母線電壓大于Vo時(shí)，D開(kāi)通，C1連同二極管結(jié)電容與變壓器漏感參與諧振，減小副邊電壓尖峰。而C1遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于結(jié)電容，因此副邊電壓尖峰不會(huì)太大。當(dāng)諧振結(jié)束時(shí)，C1電壓穩(wěn)定在U2。當(dāng)副邊母線電壓為0時(shí)，D關(guān)斷，C1通過(guò)R1將能量釋放，使C1兩端電壓重新變?yōu)閂o。

圖5 各方案換流時(shí)初始等效模型Fig.5Initial commutation equivalent model of each plan

方案b、c的區(qū)別之處在于電阻R1所消耗的能量，方案b中能量實(shí)際上是U2與Vo差值所對(duì)應(yīng)的能量，而方案c則是整流二極管尖峰電壓所存儲(chǔ)的能量，它的數(shù)值非常小，因此三種方案中，方案c電阻損耗理論上來(lái)說(shuō)是最小的。

另外，在阻容元件的取值上，R1與C1的乘積不可過(guò)大，需要折中考慮，工程上時(shí)間常數(shù)一般取整流二極管開(kāi)通時(shí)間的1/3，以便能夠在關(guān)斷時(shí)刻較快地將C1能量通過(guò)R1釋放。

3.2 變壓器原邊箝位電路設(shè)計(jì)

3.1 節(jié)介紹的吸收電路都是針對(duì)變壓器副邊漏感與二極管寄生電容在二極管反向恢復(fù)時(shí)產(chǎn)生的電壓振蕩進(jìn)行吸收抑制。然而對(duì)于ZVS全橋變換器來(lái)說(shuō)，電壓振蕩另一方面是由于原邊存在較大的外加諧振電感，儲(chǔ)存了較多的能量所致。如果在換流過(guò)程中抑制Lr(變壓器原邊外加諧振電感)與Cr(二極管等效結(jié)電容)的諧振，也能大幅度減小電壓尖峰。

最簡(jiǎn)單實(shí)用的方法可以通過(guò)在變壓器原邊增加輔助電路，使它能夠在換流時(shí)將電感Lr中的能量轉(zhuǎn)移到輸入端或負(fù)載端，從而有效地抑制二極管關(guān)斷時(shí)電感Lr參與諧振。

在變壓器原邊增加輔助箝位電路，如圖6所示，變壓器和電感之間用兩個(gè)二極管分別引至母線的正負(fù)端，主要有接在滯后橋臂和超前橋臂兩大類。當(dāng)二極管反向電壓由于振蕩過(guò)沖超過(guò)原邊電壓在副邊的折合值時(shí)，導(dǎo)通箝位二極管，將副邊的振蕩能量返回原邊電源，當(dāng)諧振電壓較小時(shí)，箝位二極管關(guān)斷。

圖6 變壓器原邊加箝位電路Fig.6Clamping circuits before transformer

以變壓器不向負(fù)載端傳遞能量這一時(shí)段為例，對(duì)上述兩種方法進(jìn)行分析。在此時(shí)段中，兩種接法變壓器原邊電流(激磁電流和副邊等效到原邊的電流總和)的續(xù)流回路均為:D3－T－Lr－Q4－D3，區(qū)別只在于影響能量衰減速率的諧振電感的放電回路(假設(shè)初始放電電流均為I0)。

(1)如果輔助箝位電路接在滯后橋臂上(如圖6 (a)所示)，那么諧振電感自身存儲(chǔ)能量循環(huán)回路為D6－Lr－Q4－D6，等效回路如圖7(a)所示。將二極管和開(kāi)關(guān)管等效電阻合計(jì)為Reff(該值相當(dāng)小)，則有:

(2)如果箝位電路接在超前橋臂上(如圖6(b)所示)時(shí)，此時(shí)諧振電感能量循環(huán)回路為D5－Ui－D3－Lr－D5，等效回路如圖7(b)所示。為簡(jiǎn)化比較，將兩個(gè)二極管的等效內(nèi)阻同樣記為Reff，故可得下式:

即:

顯然，方案a中回路不會(huì)引起能量的快速衰減，流過(guò)Lr的電流下降率很小;而方案b中電感電流下降率很快，約等于ui/Lr，在很短的時(shí)間內(nèi)Lr中能量得到釋放。為了提高箝位電路的效率，應(yīng)當(dāng)盡量減少箝位二極管的導(dǎo)通時(shí)間。所以，方案b箝位電路具有更高的效率。

圖7 諧振電感放電回路Fig.7Discharge circuit of resonant inductance

在其他時(shí)刻箝位二極管也有短暫的導(dǎo)通過(guò)程，可能會(huì)流過(guò)很小的正向或反向電流。這主要是因?yàn)槎O管自己的反向恢復(fù)特性造成的，此處不再討論，設(shè)計(jì)時(shí)可以選擇快恢復(fù)二極管。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

綜合以上方案的論述，在Matlab/Simulink平臺(tái)上搭建了相應(yīng)的仿真模型。鑒于原邊的箝位電路方案效果差別很明顯，仿真分析主要針對(duì)副邊的三種緩沖電路方案進(jìn)行，其中直流輸入母線電壓為700V，變壓器變比為5∶6。

仿真結(jié)果如圖8所示。從仿真可以看出，對(duì)比無(wú)任何緩沖電路的二極管電壓波形，這三種緩沖方案都可以很好地抑制副邊振蕩，使二極管電壓尖峰得到限制。

雖然方案a的尖峰抑制效果較好，但對(duì)應(yīng)的元件數(shù)目和高損耗導(dǎo)致低效率，因此不可取。方案b的效果與方案c基本相同，不過(guò)該方案的參數(shù)匹配需考慮濾波電感參數(shù)的影響，設(shè)計(jì)較復(fù)雜。

根據(jù)等效模型分析，再配合仿真實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)，考察副邊二極管電壓尖峰、電容電壓及電阻功耗等，工程實(shí)踐中，在尖峰滿足器件額定電壓條件下應(yīng)盡量選擇綜合性能較好的方案c。

為了驗(yàn)證上述分析，設(shè)計(jì)了輸入電壓700V，輸出功率18kW，最大輸出電壓600V的移相全橋ZVS變換器。其中，二極管為IXYS的DESI30-12A快恢復(fù)二極管，原邊諧振電感為300μH。通過(guò)觀測(cè)變壓器副邊電壓確定振蕩尖峰大小，相關(guān)的實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。

如果整個(gè)系統(tǒng)中不加入任何的尖峰抑制電路，變壓器副邊的電壓波形如圖9(a)所示，當(dāng)電壓有效值為500V時(shí)，電壓尖峰值超過(guò)有效值一倍多，難以在保證不擊穿1200V二極管情況下完成600V的輸出電壓，而且振蕩非常劇烈。

圖8 副邊二極管電壓仿真波形Fig.8Simulation voltage waveforms of diode after transformer

為有效減小變壓器副邊的振蕩，在變壓器原邊增加二極管箝位電路及時(shí)釋放掉原邊外加諧振電感中的能量，變壓器副邊波形如圖9(b)所示，振蕩顯著減弱，但是振蕩尖峰依然很大。

另外，整個(gè)系統(tǒng)中如果采用只在副邊加緩沖電路的方案，變壓器副邊的振蕩情況也可以明顯減弱，實(shí)驗(yàn)觀測(cè)到雖然能夠減小電壓尖峰值，但裕量也不是很大，顯然安全性不夠，具體波形如圖9(c)所示。

為了進(jìn)一步減小變壓器副邊的電壓尖峰值，試驗(yàn)結(jié)合原邊加箝位以及副邊加緩沖電路的復(fù)合網(wǎng)絡(luò)的抑制措施，發(fā)現(xiàn)實(shí)驗(yàn)效果更佳。如圖9(d)所示，當(dāng)變壓器副邊電壓有效值達(dá)到500V時(shí)，尖峰值才將近650V，擁有足夠的安全裕量，滿足大功率電動(dòng)汽車充電電源高可靠性的要求。

圖9 變壓器副邊電壓波形Fig.9Voltage waveforms of transformer’s secondary winding

5 結(jié)論

仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在考慮變壓器漏感與原邊諧振電感基礎(chǔ)上，采用結(jié)合原邊二極管箝位以及副邊并聯(lián)RCD緩沖電路的復(fù)合網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化設(shè)計(jì)方法能夠有效可靠地減小變壓器副邊的振蕩電壓尖峰，在滿足給定電力電子功率損耗水平以及器件額定電壓的同時(shí)提高變換器的處理功率，符合大功率電動(dòng)汽車充電電源高可靠性的要求。

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Research of composite network to suppress oscillation voltage spike in transformer’s secondary rectifier bridge

WANG Zhong-yong，LIU Xiao-dong，F(xiàn)ANG Wei
(Key Lab of Power Electronics＆Motion Control，Anhui University of Technology，Ma’anshan 243002，China)

Taking transformer leakage inductance，extra oscillation inductance and parasitic parameters of diodes into account，an equivalent model of rectifier bridge current commutation after secondary winding of the transformer has been built combining with the characteristics of phase-shift full-bridge circuit of EV charger.Then mechanism of the parasitic oscillation and influences by different parameters has been analyzed.Aiming at the parasitic oscillation，composite network of snubber circuits has been designed to depress the voltage spike，in which buffer circuit after secondary winding and clamping circuit before primary winding has been adopted.In contrast to common strategies，superiority of the method has been discussed.The simulation on Matlab and hardware experiment have proved that the designed 18kW phase-shift FB converter with the composite network snubber circuits can decrease the voltage spike efficiently，meeting the demands of high stability for high power EV charger.

EV charger;parasitic parameter;oscillation;voltage spike;buffer circuit

TM46

A

1003-3076(2014)09-0019-06

2013-03-28

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51207001)、國(guó)家外專局引智項(xiàng)目(W20123400001)

汪中勇(1988-)，男，安徽籍，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮庸β首儞Q器;劉曉東(1971-)，男，吉林籍，教授，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮与娐吠負(fù)?、功率變換器等(通信作者)。