大功率在線UPS高頻整流器充電控制策略研究*

伍 龍，邢麗坤

(1.淮南師范學(xué)院，安徽淮南 232001;2.安徽理工大學(xué)，安徽淮南 232001)

目前，市場上的UPS多采用恒壓限流充電方式，其不足之處在于:若恒壓轉(zhuǎn)化值設(shè)定的過高，會(huì)導(dǎo)致蓄電池失水率增加，同時(shí)有發(fā)生“熱失控”的危險(xiǎn);若轉(zhuǎn)化值設(shè)定過低，不但充電速度慢，而且充入電量低，長此以往，未轉(zhuǎn)化的活性物質(zhì)會(huì)產(chǎn)生不可逆轉(zhuǎn)的高阻性鈍化結(jié)塊，使蓄電池容量永久降低［1］。而傳統(tǒng)UPS中整流環(huán)節(jié)都采用不控橋式整流，使得電流中諧波含量很高，不但使蓄電池極板表面嚴(yán)重氧化，導(dǎo)致充電不足，蓄電池容量下降，而且在充電過程中的電能浪費(fèi)也是非常驚人的［2］。針對以上不足，采用一種更為先進(jìn)的三段式充電方式，引入高頻整流技術(shù)，將傳統(tǒng)UPS中不控整流電路，充電電路以及PFC電路用三相電壓型PWM整流器進(jìn)行取代，同時(shí)，采用基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的VSR雙閉環(huán)滑?？刂扑惴ǎ?］，仿真結(jié)果表明，控制策略既實(shí)現(xiàn)了PWM整流器的單位功率因數(shù)運(yùn)行，又實(shí)現(xiàn)了直流電壓的快速跟蹤，完成從恒壓充電方式至浮充充電方式的平滑切換，同時(shí)增強(qiáng)了直流側(cè)電壓的穩(wěn)定性和魯棒性。

1 三段式充電方式工作特性

所采用充電方式將先進(jìn)的電池監(jiān)測技術(shù)(Advanced Battery Monitoring)與智能化電池充電技術(shù)(Intelligent Battery Charging)相結(jié)合，來優(yōu)化電池運(yùn)行狀態(tài)。以松下密封免維護(hù)鉛酸電池為例，電池單體電壓為12 V，容量為12 AH，備用時(shí)充電電壓為13.5～13.8 V，循環(huán)使用時(shí)充電電壓為14.4～15.0 V，最大初始充電電流為2.25 A。充電方式分為三段式輸出，其充電特性如圖1所示。在充電初期，為了避免充電電流過大，采用恒流充電方式，將充電電流穩(wěn)定在0.18 C，充電電壓基本保持線性上升，階段可以預(yù)防過流充電的發(fā)生。待蓄電池端電壓達(dá)到恒壓轉(zhuǎn)化值14.6 V以后，便進(jìn)入恒壓充電階段，在這一階段中，充電電壓保持不變，充電電流以指數(shù)變化規(guī)律減小，當(dāng)充電電流降低至0.2 A時(shí)，充電電路自動(dòng)轉(zhuǎn)為浮充充電模式，以13.6 V的單體蓄電池浮充電壓對電池組進(jìn)行恒壓浮充，由于引入浮充充電方式，使得恒壓轉(zhuǎn)化值的設(shè)定高于普通恒壓限流方式，既能保證前期充入足夠的電量，又可以避免后期的過充電現(xiàn)象。同時(shí)浮充充電還可以補(bǔ)償自放電造成的電量損失，使電池電量始終保持在充足的狀態(tài)下，蓄電池中活性物質(zhì)利用率達(dá)到較高水平，顯然，這種充電方式對延長蓄電池的壽命是非常有幫助的。

圖1 三相電壓型PWM整流器主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 三相電壓型PWM整流器數(shù)學(xué)模型

三相電壓型PWM整流器主拓?fù)淙鐖D1所示。圖1中，ek，ik，uk(k=a，b，c)分別為網(wǎng)側(cè)各相電源電壓、電流和整流器各相輸入電壓，L為交流側(cè)濾波電感，R為電感及開關(guān)管損耗二者等效電阻之和，直流側(cè)電容C穩(wěn)定直流電壓和抑制諧波電壓，直流側(cè)負(fù)載為電阻和反電動(dòng)勢直流電源串聯(lián)。

在三相靜止坐標(biāo)系中，PWM整流器模型中各相變量相互耦合，且為時(shí)變的交流量。其d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式(1)中:Idc=3(sdid+sqiq)/2;ud=sdUdc;uq=sqUdc。下標(biāo)“d，q”分別表示各變量在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的有功和無功分量。

3 VSR雙閉環(huán)滑模算法設(shè)計(jì)

為了實(shí)現(xiàn)整流器網(wǎng)側(cè)電流正弦化且單位功率因數(shù)運(yùn)行以及直流側(cè)電壓的快速調(diào)節(jié)，一般采用雙閉環(huán)控制。電壓外環(huán)控制直流側(cè)的電壓，而電流內(nèi)環(huán)根據(jù)電壓環(huán)輸出的電流指令進(jìn)行交流側(cè)電流的控制。

采用滑模變結(jié)構(gòu)控制設(shè)計(jì)PWM整流器電流環(huán)。其在滑動(dòng)模態(tài)區(qū)具有不受控制對象參數(shù)和外部擾動(dòng)影響的完全魯棒性，因此可以提高電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)性能。

根據(jù)電流環(huán)控制要求和滑膜變結(jié)構(gòu)控制論，首先設(shè)計(jì)兩個(gè)滑模面函數(shù):

由式(1)可知兩個(gè)滑模面是對id、iq穩(wěn)定狀態(tài)的跟蹤。對上式兩邊求導(dǎo)可得:

顯然此趨近律滿足滑膜到達(dá)條件:Sk=Sk[-εksat(Sk)-KkSk]＜0，(εk＞0，Kk＞0，k=1，2)。

因此，聯(lián)立式(2)、式(3)、式(4)可得電流內(nèi)環(huán)滑膜控制律:

根據(jù)式(5)來設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)滑膜控制器。由于通過(5)式直接得到的Sd、Sq是連續(xù)函數(shù)，需要將其離散化后經(jīng)過坐標(biāo)變換形成開關(guān)函數(shù)Sk(k=a，b，c)，再通過建立開關(guān)表的方式控制三相功率管的開關(guān)狀態(tài)。為了避開將連續(xù)量離散化等問題，根據(jù)式=udcSd=udcSq得到和兩個(gè)控制變量，以此新的控制量作為輸入，通過固定開關(guān)頻率的SVPWM調(diào)制技術(shù)得到整流橋的控制脈沖。

PWM整流器的電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，其作用是穩(wěn)定直流側(cè)電壓，因此，設(shè)計(jì)時(shí)主要考慮電壓環(huán)的抗擾動(dòng)性。負(fù)載擾動(dòng)和電網(wǎng)電壓波動(dòng)都會(huì)影響母線電壓的穩(wěn)定性。為了提高系統(tǒng)的抗干擾能力，減小直流側(cè)電壓產(chǎn)生的波動(dòng)，控制策略最根本的原則就是保持PWM整流器交直流側(cè)之間的功率平衡。理想狀態(tài)下的功率平衡關(guān)系為

式(6)中:為交流側(cè)輸入功率;PC，PL分別為直流側(cè)電容和負(fù)載吸收的功率。當(dāng)忽略開關(guān)器件的開關(guān)損耗和線路損耗，則(6)式可寫為

采用電網(wǎng)電壓定向方式時(shí)，eq=0，ed=Em(Em為電源電壓最大值);由于電流環(huán)具有快速的動(dòng)態(tài)性能，一般忽略電流環(huán)的調(diào)節(jié)過程，因此，id=。由于運(yùn)行在單位功率因數(shù)0;令采用電壓PI調(diào)節(jié)和前饋補(bǔ)償共同輸出，結(jié)合式(7)，則有功電流指令值表示為:

由式(8)可知，電流環(huán)指令值由電壓PI調(diào)節(jié)輸出(負(fù)責(zé)電容充放電)和前饋信號(hào)(根據(jù)負(fù)載和電網(wǎng)電壓變化調(diào)整輸入輸出功率)兩部分組成，達(dá)到保持功率的平衡關(guān)系。當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)時(shí)直流側(cè)電容吸收功率為零，則由式(8)可得:

式(9)表明當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，直流母線電壓不會(huì)受負(fù)載變化和電網(wǎng)電壓波動(dòng)的影響，提高了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)的抗干擾能力。

4 仿真結(jié)果及分析

圖2是三相電壓型PWM整流器滑模控制框圖，該系統(tǒng)采用SVPWM整流器取代傳統(tǒng)UPS中的整流、充電以及PFC 3個(gè)電路模塊，并通過對PWM整流器的控制來實(shí)現(xiàn)三段式充電方式，為了實(shí)現(xiàn)各充電階段的平滑切換，系統(tǒng)采用了基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流閉環(huán)滑?？刂撇呗?。仿真參數(shù)為:交流側(cè)三相對稱電網(wǎng)電源380 V/50 Hz，網(wǎng)側(cè)輸入電感L=5 mH，等效電阻R=0.5 Ω，直流側(cè)濾波電容C=2 000 μF，給定直流母線電壓600 V，阻性負(fù)載25 Ω，開關(guān)頻率5 kHz，直流反電動(dòng)勢еL=800 V?？刂破鲄?shù)為:電壓環(huán)kP=0.25，ki=10，kv=400;電流環(huán) ε1=ε2=2.5，K1=1 600，K2=2 100。仿真結(jié)果見圖 3 ～圖8。

圖2 三相電壓型PWM整流器滑模控制框

在三段式充電過程中，當(dāng)系統(tǒng)從恒壓充電模式轉(zhuǎn)為浮充充電模式時(shí)，考慮輸出電壓指令值變化，并且負(fù)載也在此時(shí)發(fā)生突變，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形如圖3所示?？梢钥闯鲋绷鱾?cè)電壓較好地跟蹤了指令輸出值，實(shí)現(xiàn)平滑切換，超調(diào)振蕩小，魯棒性強(qiáng)，響應(yīng)在0.02 s左右。

系統(tǒng)在整流狀態(tài)下，圖3和圖4為負(fù)載在0.2 s時(shí)從25 Ω突變?yōu)?2.5 Ω的直流側(cè)電壓波形和交流側(cè)A相電壓、電流波形。從圖3可以看出負(fù)載突變時(shí)，直流側(cè)電壓波動(dòng)很小且迅速恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)值;圖4中，0.2 s時(shí)負(fù)載減為一半，交流側(cè)輸入電流畸變率很小能迅速跟蹤負(fù)載的變化。圖5和圖6為在0.2 s時(shí)電網(wǎng)電壓突增15%后的直流側(cè)電壓波形和交流側(cè)A相電壓波形?？梢钥闯鲈谇梆佈a(bǔ)償控制下，當(dāng)電網(wǎng)電壓波動(dòng)時(shí)，直流側(cè)電壓只有很小的波動(dòng)，且交流側(cè)電流畸變率小并能以單位功率因數(shù)運(yùn)行。

圖3 直流母線電壓響應(yīng)波形

圖4 負(fù)載突變時(shí)交流側(cè)A相電壓和電流

圖5 電網(wǎng)電壓擾動(dòng)時(shí)直流母線電壓

圖6 電網(wǎng)電壓擾動(dòng)時(shí)交流側(cè)A相電壓

圖7 整流到逆變時(shí)直流側(cè)電壓

圖8 整流到逆變時(shí)A相電壓和電流

圖7和圖8為系統(tǒng)從整流轉(zhuǎn)換為逆變時(shí)的直流側(cè)電壓和交流側(cè)A相電壓、電流波形。在0.2 s時(shí)，直流側(cè)通過5 Ω電阻接入一個(gè)800 V的外加直流電源從而實(shí)現(xiàn)逆變運(yùn)行;圖7可以看出，直流側(cè)電壓在系統(tǒng)從整流變成逆變狀態(tài)是只有很小波動(dòng)幅度，且動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。圖8顯示在整流狀態(tài)下交流側(cè)電流與電壓同相，在0.2 s時(shí)電流反相，系統(tǒng)運(yùn)行在逆變狀態(tài)。仿真結(jié)果表明，系統(tǒng)無論是運(yùn)行在整流狀態(tài)還是逆變狀態(tài)，其交流側(cè)電流波形畸變很小，且可以做到單位功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)了能量的雙向流動(dòng)。

5 結(jié)語

研究了電壓型PWM整流器的一種能量可雙向流動(dòng)的控制策略，即電壓外環(huán)為前饋補(bǔ)償加輸出電壓反饋控制，電流內(nèi)環(huán)為滑膜控制?；谳斎牒洼敵龉β势胶怅P(guān)系，電壓外環(huán)采用了同時(shí)包含負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓信息的反饋控制，有效地提高了直流側(cè)電壓的抗干擾性能。電流內(nèi)環(huán)利用滑膜控制的抗擾動(dòng)性和良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，因而能夠獲得較高的穩(wěn)態(tài)精度和良好的跟蹤性能。仿真結(jié)果表明，在所研究控制策略下，系統(tǒng)具有很好的抗干擾能力和動(dòng)靜態(tài)性能，實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)運(yùn)行和能量的可雙向流動(dòng)。

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