一種高效率多輸出同步整流電路的設(shè)計(jì)

胡 旭，劉 靜

（南京電子技術(shù)研究所，江蘇 南京210039）

0 引 言

現(xiàn)代雷達(dá)集成電源模塊的發(fā)展趨勢是供電電壓越來越低，體積越來越小，功率等級不斷提高，功率密度成倍增長。隨之帶來的是降低損耗和散熱的問題，尤其是在低壓大電流輸出的領(lǐng)域，效率作為至關(guān)重要的指標(biāo)被突顯出來。過去多采用二極管全波整流或半波整流的方式進(jìn)行DC／DC變換，但在3 V～8 V低電壓輸出條件下，二極管正向壓降的影響不能夠再被忽視，即使采用肖特基硅二極管、快速恢復(fù)開關(guān)二極管等作為輸出整流二極管，其正向壓降均為0.4 V～0.6 V，大電流時(shí)的通態(tài)功耗很大。隨著功率變換器輸出電壓的降低，輸出電流的增加，整流損耗成為變換器的主要損耗。為了提高變換器的轉(zhuǎn)換效率，必須降低整流損耗。采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET進(jìn)行同步整流，是提高變換器效率的一種有效途徑。

1 混合型電路拓?fù)?/h2>

現(xiàn)設(shè)計(jì)研制一臺(tái)高效率多輸出同步整流電源，采用全橋、半橋加倍流同步整流的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全橋倍流同步整流的電路拓?fù)淙鐖D1所示，半橋倍流同步整流的電路拓?fù)淙鐖D2所示。

圖1 全橋倍流同步整流電路

圖2 半橋倍流同步整流電路

其中，倍流同步整流與半波整流和全波整流相比，具有以下優(yōu)點(diǎn)：

（1）電感電流和變壓器次級電流小，整流管導(dǎo)通損耗以及變壓器銅損較??；

（2）雙電感交錯(cuò)濾波，可在電感值較小的前提下，減小電流紋波，并提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能；

（3）大電流的電路相互連接數(shù)目最少，簡化了次級的布線，并減少了與布線有關(guān)的損耗；

（4）倍流整流的濾波電感可以被集成到主變壓器中，減少了元件數(shù)量和總體體積。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，本電路拓?fù)涮峁┝巳凡煌挡⑾嗷ジ綦x的輸出電壓，并可以降低整流損耗，提高整流效率，變換器的轉(zhuǎn)換性能也得到了很大的改善。

2 同步整流管以及驅(qū)動(dòng)方式的選擇

同步整流的原理是應(yīng)用MOSFET管取代不控整流中的肖特基二極管，因此選擇同步整流管的基本要求是導(dǎo)通電阻Rds（on）盡量小，電壓和電流不超過整流管的電壓和電流限值。由于輸入電壓范圍是30 V～70 V，且主變壓器次級電壓也超過70 V，因此本設(shè)計(jì)選擇的同步整流管選取IR公司IRFS4010，其漏源極耐壓為100 V，導(dǎo)通電阻為3.3 mΩ。

同步整流管選定后，使用PWM控制芯片的外驅(qū)動(dòng)方式對同步整流管提高驅(qū)動(dòng)電壓。同步整流管的外驅(qū)動(dòng)方式是指PWM信號經(jīng)過適當(dāng)?shù)慕M合和延時(shí)后，作為同步整流管的驅(qū)動(dòng)信號。同步整流管的驅(qū)動(dòng)電壓從附加的外部驅(qū)動(dòng)電路獲得，可以提供比較精確的控制時(shí)序?；诒掘?qū)動(dòng)方式的諸多優(yōu)勢，此處采取PWM控制芯片SG3525和IXDN414驅(qū)動(dòng)的方式。由于此電源為3路獨(dú)立隔離輸出，電路在具備3路隔離輔助電源的同時(shí)各路驅(qū)動(dòng)信號也需要與主電路隔離，此處采用驅(qū)動(dòng)變壓器隔離的方式。同步整流管IRFS4010的驅(qū)動(dòng)特性如圖3所示。

圖3 IRFS4010的驅(qū)動(dòng)特性

從圖3可以看出，在漏源電流相同的情況下，驅(qū)動(dòng)電壓越高，漏源極上電壓降越小。也就是說驅(qū)動(dòng)電壓越高，同步整流管等效的導(dǎo)通電阻越小。同步整流管IRFS4010最大驅(qū)動(dòng)電壓為±20 V，為了保證不超過驅(qū)動(dòng)電壓最大值，平衡效率與風(fēng)險(xiǎn)，將驅(qū)動(dòng)電壓設(shè)計(jì)在17 V左右。這樣可以明顯減小同步整流電路的導(dǎo)通損耗，提高整流電路效率，同時(shí)在柵源極兩端增加20 V穩(wěn)壓管，保證整流管不會(huì)因?yàn)轵?qū)動(dòng)電壓過高而被擊穿。

同步整流管的驅(qū)動(dòng)時(shí)序關(guān)系如圖4所示。

圖4 同步整流管的驅(qū)動(dòng)時(shí)序關(guān)系

從圖4所示的驅(qū)動(dòng)時(shí)序關(guān)系圖可以看出，當(dāng)變壓器同名端為正時(shí)，同步整流管VS5、VS9導(dǎo)通，向負(fù)載端提供電能；當(dāng)變壓器同名端為負(fù)時(shí)，同步整流管VS6、VS10導(dǎo)通，向負(fù)載端提供電能。負(fù)載電流通過同步整流管流過，導(dǎo)通損耗小。同時(shí)，在時(shí)間段t1～t2之間，同步整流管的提前導(dǎo)通保證了負(fù)載電流從MOS管漏源極間流過，而不通過其體二極管；在t3～t4之間，同步整流管的延時(shí)關(guān)斷同樣提供了MOS管漏源極間的續(xù)流通道，降低了流過MOS管體二極管造成的導(dǎo)通電流損耗。

為獲得如圖4所示時(shí)序關(guān)系的驅(qū)動(dòng)波形，在PWM芯片SG3525和驅(qū)動(dòng)芯片IXDN414后端接上兩個(gè)次級的激勵(lì)變壓器。并將同步整流管端的驅(qū)動(dòng)信號反接，以獲得反相互補(bǔ)的激勵(lì)波形。

3 電路參數(shù)的設(shè)計(jì)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 電路參數(shù)

這種多輸出同步整流電路輸入電壓為48 V（30 V～70 V），三路輸出電壓分別為8 V／32 A，5 V／8 A，－5 V／2 A。單路8 V／32 A采用全橋倍流同步整流電路，如圖1所示；單路5 V／8 A采用半橋倍流同步整流電路，單路－5 V／2 A采用半橋全波整流電路，如圖2所示，三路輸出電壓相互隔離。全橋電路輸出濾波電感取2×2 mH，半橋電路輸出濾波電感取2×4 mH，開關(guān)頻率為100 kHz。元器件清單如下：

從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，在能量從原邊傳送到負(fù)載端的過程中，驅(qū)動(dòng)電壓保證了同步整流管的適時(shí)導(dǎo)通，使負(fù)載電流不從MOS管體二極管流過，降低了整流管的導(dǎo)通壓降，提高了整機(jī)效率。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)中對同步整流電路在輕載（20%負(fù)載）、半載、滿載狀態(tài)下的電路指標(biāo)進(jìn)行了測試，輸入電壓在30 V～70 V條件下的參數(shù)如表1所示。

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由表1可以看出，當(dāng)輸入電壓為48V時(shí)，該電路的轉(zhuǎn)換效率最高可達(dá)89%，輸入電壓在48V條件下完整的效率曲線如圖5所示。

圖5 效率曲線

4 結(jié) 論

本文利用同步整流技術(shù)，使用全橋倍流同步整流和半橋倍流同步整流拓?fù)?，并采用PWM控制芯片加激勵(lì)變壓器的驅(qū)動(dòng)形式，設(shè)計(jì)了一臺(tái)48 V（30 V～70 V）輸入，三路隔離（8 V／32 A、5 V／8 A、－5 V／2 A）輸出的混合型DC／DC變換器，該變換器的最高效率達(dá)到89%。理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，該混合型拓?fù)浜万?qū)動(dòng)形式解決了低壓大電流條件下變換器效率低的問題，并能夠提供多路隔離的輸出電壓，降低了整流損耗，提高了整流效率。

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