基于MAX2769B的多系統(tǒng)兼容GNSS中頻采樣器設計與實現(xiàn)

伊國興，侯振環(huán)，魏振楠

（哈爾濱工業(yè)大學空間控制與慣性技術研究中心，哈爾濱 150001）

基于MAX2769B的多系統(tǒng)兼容GNSS中頻采樣器設計與實現(xiàn)

伊國興，侯振環(huán)，魏振楠

（哈爾濱工業(yè)大學空間控制與慣性技術研究中心，哈爾濱 150001）

摘 要：GNSS軟件接收機具有算法靈活性高、更新方便等特點，逐步發(fā)展為一種較為流行的衛(wèi)星導航研究與應用平臺。從處理多頻多系統(tǒng)的角度出發(fā)，介紹射頻前端的基本結構，對比了幾款單芯片GNSS射頻解決方案，詳細介紹一套基于MAX2769B的多頻多系統(tǒng)兼容中頻采集系統(tǒng)的設計與實現(xiàn)過程,給出了多系統(tǒng)兼容的參數(shù)配置方法。對于采樣器研制過程中與性能關系較為密切的部分，提供了設計參考建議與測試流程。針對設計的采樣器，測試了其采集GPS系統(tǒng)L1頻點信號的性能，并通過后端的軟件接收機處理得到了信號捕獲、跟蹤、測量與定位結果，基于這些結果對中頻采樣系統(tǒng)的基本功能、多頻處理能力等進行了分析和評估。

關鍵詞：軟件接收機；射頻前端；多系統(tǒng)兼容；多頻點；MAX2769B

0　引言

基于專用集成電路（ASIC）的傳統(tǒng)GNSS接收機由于算法不易改變，在高動態(tài)、弱信號以及樓宇間多徑干擾等場合下難以正常工作[1]。GNSS/ INS組合導航雖然能一定程度上提高系統(tǒng)的整體性能，但松散以及緊組合僅僅是GNSS輔助校準慣性器件，GNSS系統(tǒng)的性能未得到提高[2]。

隨著集成電路技術的發(fā)展，軟件接收機的思想逐步被提出。軟件接收機最大的特點是靈活，新的方法可以快速的進行驗證并投入使用，所有的算法都在軟件中實現(xiàn)，在不改變硬件設備的情況下為后期系統(tǒng)的升級更新提供了可能[3]。

作為軟件接收機中唯一的硬件部分，射頻前端承擔著衛(wèi)星信號調(diào)理以及數(shù)模轉換的工作。接收機收到的GNSS信號極其微弱，并且存在頻段共用，因此射頻前端需要具有線路帶寬大、接收靈敏度高、鏈路噪聲增益小、頻率分辨力強等特點[4]。射頻前端的性能直接影響到整個軟件接收機的工作性能。

目前多個GNSS系統(tǒng)正在運轉或建設中，未來空域中同時可見GNSS星的數(shù)目將會遠大于解算所必需的4顆[5]。但不同系統(tǒng)在信號形式、頻點、帶寬等方面互不兼容[6]，因此研究能同時接收不同系統(tǒng)信號的接收機具有較大的意義。

本文主要介紹一款多系統(tǒng)、多頻點兼容中頻采樣系統(tǒng)的設計與測試過程，提出了設計的注意點以及完整的測試方法，并對設計的系統(tǒng)進行性能評估。

1　系統(tǒng)的結構和組成

整個采樣器分為射頻鏈路、膠合邏輯、數(shù)據(jù)采集、電源四部分，整個系統(tǒng)框圖見圖1。

射頻鏈路負責處理天線收到的衛(wèi)星信號，完成信號調(diào)理、下變頻與模數(shù)轉換工作，將射頻信號轉換為數(shù)字中頻信號。膠合邏輯部分將射頻鏈路轉換后的數(shù)字信號打包成數(shù)據(jù)采集需要的格式，生成觸發(fā)信號。數(shù)據(jù)采集部分將采集到的數(shù)字中頻信號通過USB2.0接口實時上傳到電腦，由電腦進行存儲。電源部分為模擬與數(shù)字電路提供所需的低噪聲電源，確保其穩(wěn)定工作。

圖1　中頻采樣器結構框圖Fig.1　IF sampler structure diagram

1.1射頻鏈路方案選擇

傳統(tǒng)接收機前端多采用Zarlink公司的GP20xx系列芯片[7]，但由于其設計年代較遠，限于芯片加工工藝，整片的噪聲系數(shù)與功耗較大，現(xiàn)已基本淘汰[8]。RTL2832U是一款數(shù)字電視接收芯片，可以設置為SDR模式，通過自帶的USB接口實時上傳中頻數(shù)據(jù)，采樣頻率與帶寬滿足GPS信號的要求，可以完成軟件接收機射頻鏈路的工作[9]。但這款芯片在設計上并未考慮衛(wèi)星導航的需求，鏈路阻抗為75Ω，與常見的接收天線不匹配，中頻頻點設置困難。SE4110L是一款高度集成的GPS接收機前端芯片，包含了整個射頻鏈路[10]，但其僅能提供同向信號的結果，采樣有效位固定，限制了其在算法研究方面的靈活性。

MAX2769B是一款通用的GNSS接收機芯片，可應用于GPS、GALILEO、GLONASS、北斗系統(tǒng)，集成了完整的接收機鏈路，僅需少量外部元件，即可構建完整的低成本GNSS射頻鏈路方案[11]，并能非常方便的修改參數(shù)，因此本系統(tǒng)采用MAX2769B作為射頻鏈路處理芯片。

1.2射頻鏈路處理流程

根據(jù)中頻采樣理論，射頻鏈路需要完成窄帶濾波、下變頻、增益放大、本振（LO）生成、模數(shù)轉換等操作，對應于MAX2769B不同的模塊，其內(nèi)部集成了完整的接收鏈路，不需要外部LNA，總級聯(lián)噪聲系數(shù)僅1.4dB。

由MAX2769B構成的射頻鏈路工作流程為：有源或無源天線收到的衛(wèi)星信號，首先經(jīng)過一級低噪聲放大器（LNA）進行放大，之后通過外接聲表面濾波器（SAW）進行射頻帶通濾波，之后與本地振蕩器倍頻后的信號（LO）混頻，完成下變頻操作，信號由射頻下變頻到中頻。中頻信號通過中頻濾波電路，除掉其中包含的噪聲基底，之后經(jīng)過自動增益放大器（AGC），將信號強度變?yōu)檫m合后面AD轉換的大小[13]。變換之后進行AD轉換，轉換為2Bit的數(shù)字量，并輸出采樣用的時鐘，以供同步使用。整體流程圖如圖2所示。

采樣輸出結果為同向通道的2bit數(shù)據(jù)，為符號位（SIGN）與幅值位（MAG），分別表示輸出信號的正負和幅度值。符號位0代表正，1代表負；幅值位0代表1，1代表3。

圖2　射頻鏈路部分信號流程Fig.2　RF link part signal process diagram

1.3時鐘處理

整個采樣系統(tǒng)的時鐘由MAX2769B提供，是膠合邏輯以及數(shù)據(jù)采集的基礎，而MAX2769B需要外接有源晶振作為其參考時鐘。參考時鐘有兩個作用，一個是倍頻得到混頻所需的本振LO信號，另外就是作為ADC的時鐘。對于時鐘頻率的確定，需要綜合考慮后期的算法以及所需的解算精度，以及所需要采用的導航系統(tǒng)，不同系統(tǒng)頻率的選擇將在第2節(jié)表述。對于GPS系統(tǒng)，一般選取16.367667MHz[13]。

本振與射頻信號混頻得到中頻信號，對參考時鐘的精度與穩(wěn)定性要求較高，例如1×10-6的頻率誤差相當于1.575kHz的多普勒頻移[14]。因此參考頻率的產(chǎn)生應采用溫補晶振（TCXO），以減小其對系統(tǒng)精度的影響。

晶振輸出經(jīng)過10nF電容耦合到射頻芯片，而對于MAX2769B產(chǎn)生的系統(tǒng)時鐘，其穩(wěn)定性與同步性決定了整個系統(tǒng)的性能，但其帶負載能力有限，經(jīng)過PCB導線后會產(chǎn)生畸變，上升沿變得平緩，不利于后面的系統(tǒng)辨別。為避免系統(tǒng)時鐘被負載拉低，此處加上一級高速比較器MAX961，由比較器的輸出作為系統(tǒng)時鐘。

1.4數(shù)據(jù)傳輸部分

由于采樣頻率約16.368MHz，并使用2bit量化，故生成中頻數(shù)據(jù)速率約為4MB/s。計算機常見的數(shù)據(jù)采集方式有串口、并口、USB以及掛接在PCI、ISA總線上的采集卡。專用采集卡由于涉及到總線協(xié)議操作，開發(fā)任務量大，而串并口的傳輸速度最大約為1MB/s[15]，無法滿足本系統(tǒng)要求。USB協(xié)議其最大速度480Mbit/s，除去協(xié)議開銷與代碼效率，傳輸速度可保持在35MB/s，滿足系統(tǒng)要求，并且開發(fā)較為方便，因此選擇作為本系統(tǒng)的傳輸方式。

本 系 統(tǒng) 選 擇 Cypress半 導 體 公 司 的CY7C68013作為數(shù)據(jù)傳輸芯片。該芯片符合USB2.0協(xié)議標準，支持480Mbit/s的信號速率，以其良好的性能和獨特的設計在USB接口開發(fā)領域中占有重要的地位。Cypress提供完整的上位機API以及固件設計模板，開發(fā)方便。

1.5膠合邏輯電路

MAX2769B輸出靈活，可配置為1位、2位或3位量化，綜合考慮傳輸負載與存儲方便性，選擇2位量化輸出。為了提高靈活性以及適用不同采樣位數(shù)，這里用可編程邏輯器件（CPLD）實現(xiàn)格式轉換與觸發(fā)。

圖3　膠合邏輯部分結構框圖Fig.3 Glue logic part structure diagram

根據(jù)CY7C68013的FIFO寫入時序，SLWR引腳的下降沿將作為FIFO進棧的觸發(fā)信號，此時GPIF上的16位數(shù)據(jù)將被鎖存。由于是異步操作，SLWR信號是通知采集的唯一標識，下降沿產(chǎn)生時刻應保證GPIF總線上數(shù)據(jù)已經(jīng)穩(wěn)定并保持3個采樣周期以上。GPIF總線寬度為16位，而每次采樣僅有2bit數(shù)據(jù)，因此需要等待8個采樣周期，壓縮成16bit，放到總線上，并發(fā)出觸發(fā)信號，通知68013讀取入FIFO。

膠合邏輯部分功能如圖3，采用VHDL語言編寫，整個工程耗費邏輯單元24個，引腳35個，選擇Altera公司的EPM240T100C5作為本系統(tǒng)的邏輯控制芯片。

1.6電源部分

衛(wèi)星導航信號非常微弱，戶外信號接收功率小于-160dBW（-130dBm），低于熱背景噪聲約16dB[14]，所以整個采樣系統(tǒng)的噪聲要求苛刻，各個部分應采取獨立的電源供電。

電源部分分為5塊：USB芯片電源、CPLD電源、溫補晶振供電、射頻模擬供電、射頻數(shù)字供電。其中射頻數(shù)字電源為VCCD、VCCADC供電，射頻模擬電源為VCCRF、VCCVCO、VC-CPLL、VCCIF供電。每個供電子單元采用低噪聲LDO器件TPS79230，其熱噪聲平均27μV。LDO可以隔離掉電源母線上的紋波，保證輸出電壓的穩(wěn)定。每個單元輸入輸出均有10μF與0.1nF的瓷片電容作為退耦電容，進一步保證輸出電壓的穩(wěn)定。

1.7電磁兼容性與信號完整性

射頻鏈路部分有少量的射頻PCB布線，為最大限度減小信號損耗，需要考慮將阻抗匹配到50Ω。對于本系統(tǒng)，頂層銅箔下為地層，故采用“地層共面波導”模型計算，匹配后的導線寬度0.3356mm。

為減小系統(tǒng)的噪聲，PCB采用4層結構，使用單獨的電源層與地層，并且將射頻鏈路部分做成孤島的形式，便于后期安裝屏蔽罩，最大限度隔離數(shù)字部分的干擾。由于MAX2769B并未區(qū)分數(shù)字地與模擬地，并且QFN封裝四周沒有GND引腳，僅有芯片背面熱焊盤與GND相連，因此需要保證熱焊盤的可靠焊接。

2　多系統(tǒng)兼容參數(shù)設計

目前可用的GNSS包括GPS、GLONASS、GALILEO、IRNSS、QZSS以及我國的北斗系統(tǒng)，除GLONASS外，其他均采用CDMA格式信號。不同系統(tǒng)擁有不同的載波中心頻率及信號帶寬，需采用不同的采樣器配置參數(shù)，包括晶振頻率、采樣率、LO倍頻數(shù)、中頻濾波中心頻率、通頻帶寬等。多系統(tǒng)兼容與互操作不僅是對空間段提出的要求，也是對射頻前端提出的要求。對于射頻前端，要求能通過合理的參數(shù)配置，兼容不同的系統(tǒng)。

2.1單前端采集單系統(tǒng)參數(shù)設計

對于單系統(tǒng)前端，僅需確定合適的LO頻率，保證下變頻后的有用信號處于中頻濾波器通頻帶內(nèi)，同時采樣頻率滿足奈奎斯特采樣定律，即可保證采樣的有效性。故而，參數(shù)的選擇具有極大的靈活性。

對于 GPS的 L1頻點，載波fc1=1540f0（ f0=1.023MHz），信號帶寬 fBW1=2f0。初選fLO=1536f0， 故 得 到 的 中 頻 中 心 頻 率 fCEN=(1540-1536) f0=4f0，取采樣頻率 fsa=16f0，設置中頻濾波器的 fCEN=4f0，帶寬BW=2f0，即可保證采樣要求，這也是本文實驗采取的頻率參數(shù)。

2.2單前端采集多系統(tǒng)參數(shù)設計

對于單前端完成多系統(tǒng)采樣的應用，由于一次下變頻不能改變多系統(tǒng)頻點間距，將導致中頻濾波器帶寬過大，采樣頻率過高，從而難以進行參數(shù)選擇。根據(jù)專利文獻[16]中給出參數(shù)設計方法，通過與LO的混頻以及AD采樣的混頻，實現(xiàn)兩次頻率搬移，達到將多系統(tǒng)有用信號集中在較窄的頻帶內(nèi)的目標。

下面以同時采集GPSL1頻點與北斗B1頻點為例闡述參數(shù)選擇方案。B1頻點載波 fc2=1526f0，信號帶寬 fBW2=4f0，首先選擇LO頻率進行一次頻率搬移，取 fLO=1502f0，此時得到兩個中頻信號fCEN1=38f0， fCEN2=24f0，可見此時兩頻段的間隔保持不變。取采樣頻率 fsa=18f0，小于兩個中頻信號頻率，故屬于帶通采樣，相當于再進行一次混頻，得到新的中頻信號，，此時的信號滿足采樣定理，可以正常采樣。中頻濾波器作用在第一次下變頻后，取 fCEN=30f0，BW=20f0。

此方案優(yōu)點是仍然保持了單次LO混頻，但導致中頻濾波器帶寬過大，實現(xiàn)困難。改進方法是采取二次LO混頻，對二次混頻后的信號進行中頻濾波，降低中頻濾波器的壓力，但會增加系統(tǒng)的復雜性。

2.32769參數(shù)設計舉例

多系統(tǒng)兼容需要配置NDIV、RDIV、FCEN、FBW四個寄存器。對于L1頻點，當 fsa=16f0，可取RDIV=16，NDIV=1536，F(xiàn)CEN=001101（4MHz），F(xiàn)BW=00（2.5MHz）。但由于民用限制，美信公司并未公布FCEN寄存器其他配置代碼所對應的中心頻率，因此一定程度上限制了其互操作的應用。

3　性能測試和驗證

本節(jié)通過一系列實測實驗來驗證本中頻采樣器的各項性能，實驗所用信號源為GNSS信號模擬器，可生成GPS L1、BDS B1兩種信號，直接通過饋線將模擬器信號輸出連接到接收機天線接口，不經(jīng)過空氣傳導，避免了衰減與室內(nèi)多次反射。信號源所選的時間段為UTC時間2014年2月14日8:00至8:15，起始點緯度N45°，經(jīng)度E126°，高程200m，載體的運動情況根據(jù)實驗內(nèi)容而異。根據(jù)模擬器內(nèi)置星歷，本時段內(nèi)測試位置理論可見GPS衛(wèi)星編號為：（3）（4）（17）（22）（23）（27）（28）（29）。實驗所用的中頻采樣器如圖4所示。

實驗中所采用的軟件接收機代碼，由參考文獻[4]提供，代碼采用Matlab語言編寫。

圖4　采樣器組裝后照片F(xiàn)ig.4 Assembled sampler photo

3.1關鍵信號波形測量

對于所設計的中頻采樣系統(tǒng)，關鍵信號包括有源晶振參考時鐘、ADC參考時鐘、SLWR、并行數(shù)據(jù)。

（1）晶振參考時鐘與ADC時鐘輸出

此信號是整個系統(tǒng)時鐘的基礎，其穩(wěn)定性與精度直接影響采樣器性能，測試內(nèi)容主要為信號的頻率與峰峰值。圖5中可以看到經(jīng)MAX961處理后的波形陡峭穩(wěn)定。

圖5　晶振時鐘輸入與AD參考時鐘輸出Fig.5 Crystal oscillator input andAD reference clock output

（2）SLWR寫信號

本系統(tǒng)的FIFO為異步操作，需要保證SLWR信號下降沿后數(shù)據(jù)穩(wěn)定3個采樣周期以上，雖然在CPLD邏輯設計上已經(jīng)得到了保證，但其決定了數(shù)據(jù)采集的穩(wěn)定性，因此需要實際測量。圖6為SLWR信號與并行數(shù)據(jù)DB0的對比，可以看到在SLWR下降沿時，數(shù)據(jù)已經(jīng)穩(wěn)定并正確保持3個周期，符合設計要求。

圖6　寫信號、并行數(shù)據(jù)與時鐘關系Fig.6 Relationship of write signal,parallel data and clock

（3）并行數(shù)據(jù)

整個數(shù)據(jù)采集部分沒有任何錯誤校驗機制，因此并行數(shù)據(jù)傳輸?shù)腻e誤將直接反映到采集數(shù)據(jù)的正確性。對于并行數(shù)據(jù)測試主要針對信號的眼圖，示波器實測結果如圖7，可以看到CPLD輸出結果在經(jīng)過傳輸后仍能保持鋒利的信號邊沿，減小被芯片誤讀的可能性。

圖7　并行數(shù)據(jù)眼圖Fig.7 Parallel data eye diagram

3.2采樣測試

本組實驗驗證采樣器數(shù)據(jù)采集以及自動增益放大、中頻濾波器的性能。在模擬初始點靜止的場景下，采樣60s，設置中頻4.092MHz，對采樣得到前20ms數(shù)據(jù)進行分析，得到的時域、頻域以及柱狀統(tǒng)計如圖8所示。

可以看到，采樣的時域信號雜亂無章。通過matlab中pwelch函數(shù)得到的頻域結果，可以看到信號的功率主要集中在以4MHz為中心，寬度為2.5MHz的范圍內(nèi)，與中頻濾波器的設置相符。由柱狀統(tǒng)計圖可以看出，整個采樣結果呈正態(tài)分布，符合偽隨機噪聲碼采樣的白噪聲特性。

圖8　采樣結果分析Fig.8 Sampling results analysis

3.3窄帶濾波器性能測試

本組實驗驗證外接窄帶射頻濾波器對于衛(wèi)星搜索的影響。SAW濾波器應用壓電晶體振蕩器材料的壓電效應，可以得到理想的帶通濾波器效果，但缺點是插入損耗較大。對于MAX2769B，預留了外接SAW的引腳，若不需要，可以通過電容進行連接。本實驗所采用的SAW為臺灣TST公司的TA1575IG濾波器。模擬器信號同時提供給兩套采樣設備，一組采用SAW濾波，作為對比，另一組直接采用電容連接。

在模擬初始點靜止的場景下，分別對比兩套設備采樣結果在同一軟件接收機代碼下的信號捕獲能力，捕獲信號的相關強度見表1?？梢钥吹?，與直接電容連接相比，外接SAW后真實存在衛(wèi)星信號的相關峰值并未明顯增加，但虛假信號的相關峰值明顯減弱，因此可以減小判斷信號存在的閾值，從而有利于弱信號的捕獲并降低虛警率。

表1　SAW濾波前后相關峰值對比Tab.1 SAW filter correlation peak contrast

3.4射頻線路性能測試

本組實驗驗證射頻線路阻抗匹配對于信號性能的影響，對比內(nèi)容仍為信號捕獲能力。實驗采用兩套設備，一套是考慮布線阻抗匹配后的設計，作為對比，另一套是本采樣器的前期版本，布線阻抗未進行匹配。

表2　阻抗匹配前后相關峰值對比Tab.2 Impedance matching correlation peak contrast

在模擬初始點靜止的場景下，得到的信號的相關強度對比見表2。與不匹配線路相比，嚴格匹配后真實信號的相關峰值增大，虛假信號的峰值基本不變，因此對于真實存在但強度較低的信號，匹配后的線路更容易搜索到，因此設計過程中應盡量做到線路匹配。

4　結論

從信號的頻譜可以看出，采樣器可以完整的復現(xiàn)接收到的偽隨機噪聲信號。所選用的MAX2769B芯片，中頻頻點與帶寬設置靈活，適合用作多系統(tǒng)兼容GNSS軟件接收機前端。正如文中第二部分所述，此芯片未將中頻濾波器的配置代碼完全公布，無法通過調(diào)節(jié)下變頻的頻率規(guī)劃來實現(xiàn)單前端采集多系統(tǒng)，一定程度上限制了使用。性能測試對比試驗表明，對于射頻鏈路，需要嚴格的阻抗匹配，對于所確定采用的頻點，外接SAW濾波器不僅能提高信噪比，而且對于弱信號捕獲與跟蹤性能有一定的提高。

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中圖分類號：U666.14

文獻標志碼：A

文章編號：2095-8110（2014）03-0052-07

收稿日期：2014–08–07；

修訂日期：2014–10–10。

基金項目：總裝預研項目(51309030601)

作者簡介：伊國興（1974–），男，副教授，研究方向為導航、制導與控制。E-mail：ygx@hit.edu.cn

Design and Realization of Multi-system Compatible GNSS IF Sampler on MAX2769B

YI Guo-xing,HOU Zhen-huan,WEI Zhen-nan
(Space Control and Inertia Technology Research Center,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China)

Abstract：GNSS software receiver has features of high algorithm flexibility and convenience for updating.It is now gradually becoming a popular research and experimental platform of satellite navigation.In this paper,contrast and introduction of several GNSS single-chip solutions was made on the perspective of processing multi-band and multi-system. Design and implementation process of a RF collection system based on MAX2769B was also described in detail.For aspects that have close relationship with performance,some reference to proposed design and test methods is proposed. Based on the collection system,measurements of its performance for collecting GPS L1 signal was showed to prove its ability.With the help of solver code of software receiver,the acquisition,tracking,measuring and location results of specific frequency points evaluate the skills of design,including basic and multi-band functions.

Key words:Software receiver;GNSS RF front-end;Multisystem compatibility;Multi frequency;MAX2769B