時分復用光纖光柵傳感系統的高速采集技術研究

鞏鑫，華燈鑫，李仕春，辛文輝，胡遼林

(西安理工大學 機械與精密儀器工程學院，陜西 西安 710048)

多年來復用技術一直是光纖Bragg光柵(FBG)傳感領域的研究熱點之一[1-2]。目前光纖光柵復用技術主要有波分復用(WDM)、時分復用(TDM)和空分復用(SDM)，波分復用是最直接也是最成熟的復用方式，但其光纖光柵復用數目通常受限于光源帶寬，通常只能實現數十支FBG的復用[3]，而SDW多應用于航空和安全監(jiān)測方面，一般與其它復用方式組合構成FBG傳感網絡，實現冗余設計以增加探測可靠性。TDM用于光纖光柵傳感網絡可以降低FBG解調系統的成本和復雜度[4]。

隨著高性能光纖激光器的出現，眾多研究者關注到TDM在FBG傳感領域的復用優(yōu)勢，2002年Valente將OTDR用于解調時分和波分復用的低反射FBG傳感網絡，極大拓展了FBG復用數量[5]，2003年Zhang設計了一種可降低光源起伏和光纖彎曲損耗的結構，提高了低反射FBG信號的探測可靠性[6]。2005年Enami利用OTDR進行了低反射FBG的應變測試，探測精度達10 με量級[7]，同時Joong則對溫度進行測試[8]，2007年Lo利用雙波段組合光源提高了空間分辨率[9]，2008年Liu從相干性方面對低反射FBG網絡進行分析，提出了新的解調思路，并進行了溫度傳感測試[10]。2009年Crunelle利用可調諧激光器研制出溫度傳感系統，精度可達0.1 ℃[11]，2010年劉川利用掃描激光方式對低反射FBG進行解調，并通過摻鉺光纖和Raman混合放大技術提高傳感距離[12]，2011年Liu對FBG反射率與復用能力進行了詳細分析[1]。因此，目前低反射FBG-TDM傳感網絡得到較多研究者關注，但是其解調大多采用OTDR技術，尚未開展專門相關技術研究。

2010年以來筆者課題組開展了低反射FBG復用技術的相關研究，提出了雙激光波長拓展FBG應變傳感范圍的實現技術[13]，目前已成功研制了納秒級激光器驅動電路和高精度溫度控制的穩(wěn)頻技術[14-15]，該系統具有探測應變范圍大，復用數量多，成本低等優(yōu)點，可實現多點應變傳感測試，但其解調技術比單激光波長系統復雜。本文將針對時分復用光纖Bragg光柵應變傳感系統的高速探測技術進行研究，設計以高速峰值保持電路為核心的高性能數據采集系統，并實現對FBG多點應變傳感網絡的測試數據處理。

1 時分復用FBG傳感系統

時分復用FBG多點應變傳感系統如圖1所示。將含有FBG的光纖埋入被測材料中，實現被測結構的準分布式應變傳感測試。在窄脈沖驅動電路和溫控電路的作用下，DFB-LD激光器產生重復頻率為10 kHz的激光脈沖，其光譜帶寬為10 MHz，平均功率為10 mW。輸出激光脈沖由1∶9的光耦合器分光后，10%信號能量進入光電探測器1(PIN _FET1)，作為脈沖能量的基準信號，剩余90%能量經環(huán)行器進入低反射率(約5%)FBG陣列，滿足FBG反射條件的激光脈沖部分能量反射，大部分能量透射，從而串聯FBG網絡將產生多個反射信號脈沖，這些脈沖信號依次經過光環(huán)行器進入光電探測器2(PIN_ FET2)。兩個光電探測器的電信號，經信號調理后進行數據采集、處理和顯示，實現應變信息的傳感測量。

圖1 時分復用應變傳感系統結構

為提高FBG應變傳感的空間分辨率，應使激光脈沖盡可能窄，文中DFB-LD激光器的驅動脈沖脈寬小于5 ns[14]，而FBG反射譜的展寬可被忽略，因此反射脈沖信號將是一系列脈寬約為5 ns的時域脈沖信號。FBG應變信息體現在反射脈沖信號的峰值電壓上[12]。納秒級脈沖信號的檢測與處理目前仍有待于進一步研究[16]，故納秒級信號調理器將是FBG解調系統的核心部分，它能夠獲得系列窄脈沖信號的峰值電壓。

2 高速數據采集系統設計

高速AD轉換是最基本的獲取信號峰值電壓的方法，即將FBG傳感網絡的反射信號直接接入高速AD轉換電路，獲取脈沖信號全部信息，然后得到FBG對應脈沖信號的最大值，但是該方法存在兩個缺陷，一是采樣值未必恰好是最大值，導致數據處理得到的最大值與原始脈沖信號的最大值之間存在誤差；二是在FBG反射脈沖信號極短的上升時間(約2.2 ns)內采集脈沖峰值，大大增加解調系統成本，且數據處理量很大，不適用于工程應用。

獲取脈沖信號峰值的第二種方法是采用具有峰值保持功能的信號調理器，準確獲取峰值時刻并對峰值信號進行預處理，然后通過低速率AD轉換實現峰值提取，采用該技術的另外一個優(yōu)點是峰值保持電路中電容的積分作用與實際系統中的能量檢測相一致，可減少噪聲對信號的影響。因此，本文中設計了一套以峰值保持電路為核心的高速數據采集系統。圖2所示為該采集系統的框圖。

圖2 高速數據采集系統框圖

圖2中FBG的反射信號通過光電探測器轉換后，首先經過匹配電路(Matching circuit)后進入峰值保持電路(Peak holding circuit)輸出脈沖信號峰值電壓，經A/D轉換器(A/D converter)的采樣信號輸入控制和處理器(Controller and processor)進行數據處理。同時，反射脈沖信號經電壓比較器(Voltage comparator)后輸出的數字信號，直接用于峰值保持電路的復位和A/D轉換起始的控制。因此，該電路可極大降低A/D采樣速率的要求，而且降低了采集系統成本，減小了處理器的數據吞吐量，最重要的是可以準確測量峰值電壓。

從上述信號處理過程可看出，該高速數據采集系統的核心組成部分是納秒級信號調理器(Signal conditioner)，它由匹配放大電路和峰值保持電路組成，其性能將直接影響數據采集的精度和速度。其中匹配放大電路技術較為成熟，因此峰值保持電路的性能尤為重要。

2.1 高速峰值保持電路

峰值保持電路主要由前置驅動電路、二極管、保持電容、輸出電壓緩沖器和放電電路組成，其基本原理是，當輸入電壓大于反饋輸出電壓時，經二極管提供充電電流，當輸入電壓小于反饋輸出電壓時，二極管截止，停止對電容充電，電容保持峰值電壓。前置驅動電路可以是普通電壓放大器、跨導放大器和電壓比較器，主要功能是依據輸入電壓與反饋電壓的差異決定是否為峰值保持電容提供充電電流，充電電流越大，峰值保持電路的上升時間越短。輸出電壓緩沖器通常為電壓跟隨器，以提供較大的輸出能力。

目前，高速峰值保持電路通常采用跨導型峰值保持電路，其核心是運算放大器，通常注重線性區(qū)工作時放大的準確性，內部設計有相位補償電路，以增加閉環(huán)工作穩(wěn)定性，但該類型峰值保持電路的脈沖上升速度一般大于5 ns[16]，因此不適用于本系統。本設計采用輸出電流更大的電壓比較器型峰值保持電路，以減少峰值保持電路的上升時間。設計的高速峰值保持電路如圖3右半部分所示。圖中電壓比較器MAX961的正向輸入端接輸入信號，反向輸入端與MAX4104的輸出反饋端相連。

圖3 信號調理電路原理圖

而作為比較器型峰值保持電路核心的電壓比較器則更注重輸出電平的精度，一般工作在開環(huán)狀態(tài)且內部無相位補償電路，但要求比較門限更精確，比較后的輸出邊沿上升或下降時間短，線性區(qū)的準確度低。因此，采用延時短的電壓比較器可有效減少峰值保持電路的脈沖上升時間。以Maxim公司超高速電壓比較器MAX961搭建高速峰值保持電路的前置驅動電路，其傳輸延時僅為4.5 ns，容性輸出電流典型值為60 mA，上升沿為2.3 ns，內部具有3.5 mV滯回，可有效減少輸入信號毛刺引起的振蕩。

另外，由于輸出電路存在偏置電流、二極管反向漏電流和保持電容的絕緣電阻等，電容保持的峰值電壓會隨時間緩慢降低，而在后續(xù)脈沖輸入前，還需給保持電容放電至電壓為零。因此保持電容是峰值保持電路的重要元件，其性能直接影響電路的峰值保持精度和時間。因此，選擇絕緣電阻大，導電吸收弱的聚苯乙烯電容作為保持電容。為提高系統響應速度，二極管采用肖特基(Schottky)二極管1N5817，其反向恢復時間極短(通常小于10 ns)，開啟電壓0.3 V，反向耐壓20 V，最大正向電流1 A。

MAX961輸出的高電平約為5 V，可保證二極管導通，但是低電平約為330 mV，實驗發(fā)現330 mV低電平也有可能使二極管導通，因為肖特基二極管1N5817的開啟電壓約為300 mV，所以在比較器輸出端增加10 Ω輸出電阻R21，將輸出電平拉低至40 mV，以確保二極管截止。

采用帶寬1 GHz示波器測試該峰值保持電路功能，實驗測試結果如圖4(a)所示，2通道是FBG反射信號，3通道為探測峰值保持輸出信號?？煽闯龇逯当３中盘柎嬖谳^大振蕩，通過阻抗匹配技術消除振蕩，實現最優(yōu)信號輸出(見圖4(b))，峰值保持信號上升較為迅速且平滑。

圖4 阻抗匹配對峰值保持的影響

2.2 寬帶匹配放大電路

FBG反射信號屬于高頻微弱信號，信號上升時間約為2.2 ns，帶寬為175 MHz，幅值范圍為230 mV± 100 mV。如果直接對原始信號進行峰值保持，噪聲對峰值保持結果影響較大，而且，峰值保持電路后的AD轉換電路輸入信號范圍是±1 V，因此需要在峰值保持電路前加入匹配放大電路進行信號預處理。

考慮AD轉換電路輸入幅值匹配且兼顧放大電路帶寬，選取MAX4105運算放大器進行信號匹配放大。它的放大倍數為5時，輸出小信號時3 dB帶寬為410 MHz，輸出大信號時3 dB帶寬為370 MHz，壓擺率1 400 V/μs，綜合考慮帶寬與壓擺率，MAX4105可滿足放大FBG反射信號的要求。

3 實驗及數據分析

3.1 峰值保持性能測試

為測試峰值保持電路性能，對不同幅值脈沖信號的輸出峰值電壓進行測試，比較輸入脈沖峰值與峰值保持電路輸出電壓，進而分析峰值保持性能，實驗測試結果如圖5所示。圖中橫坐標為輸入脈沖信號峰值，縱坐標為峰值保持電路輸出信號，實測值用散點表示，直線為擬合直線，其斜率為0.991，截距為2.91，線性相關度為0.999 2，線性度優(yōu)于2%，表明電壓比較器型峰值保持電路具有較高的保持精度和可靠性，可用于高速采集系統以獲取FBG反射脈沖的峰值電壓。

圖5 峰值保持電路性能測試

3.2 FBG傳感信號采集實驗

為了驗證高速采集系統的有效性，基于多根低反射率(約5%)FBG串聯實驗平臺[14]，測試了中間某根FBG應變傳感特性。實驗中將該FBG貼于懸臂梁上，通過給懸臂梁增加砝碼改變懸臂梁的應變，進而改變FBG中心波長。隨著砝碼重量增加，懸臂梁FBG的應力逐漸增大，導致中心波長向長波長方向漂移，增加反射光功率。實驗測試結果如圖6所示。

圖6 應變測試實驗

圖6中圓點表示測得正程(砝碼逐漸增加)實驗數據，然后減少砝碼重量，棱形表示返程實驗數據，可看出未出現明顯遲滯，輸入輸出單調性明顯。另外，隨著負載增加，信號峰值先是緩慢增加，負載在3 kg至4 kg變化時，脈沖峰值變化較快，而負載繼續(xù)增加，峰值變化又比較緩慢，基本體現了FBG頻譜的非線性變化趨勢，采用如下非線性擬合方程:

(1)

擬合結果如圖6中實線所示，其方程為：

(2)

其相對誤差除第1個點由于信號中噪聲較大為8%外，其余擬合精度優(yōu)于4%，且隨著信號幅值增加，擬合精度越高。在信號幅值較低時系統整體誤差較大，說明噪聲對傳感系統影響較大。

如果將光纖光柵應用于建筑安全檢測領域，只需運用力學知識推導出建筑主體受力與FBG的受力關系，就可以通過FBG反射信號的峰值電壓推算出FBG的受力，進而得出建筑主體的受力情況。

4 結 論

針對低反射率TDM-FBG傳感網絡的高速解調系統，研制了一種FBG多點應變傳感測量的高速采集系統。該系統以電壓比較器型峰值保持電路為核心，結合寬帶匹配放大電路，實現傳感信號的高速采集技術，可對脈寬5 ns，上升時間2.2 ns的FBG反射脈沖進行峰值保持；性能測試表明，穩(wěn)定時間約為15 ns，線性相關度為0.999 2，線性度優(yōu)于2%。懸臂梁的FBG應力傳感實驗表明系統傳感誤差約為4%，驗證了以電壓比較器型峰值保持電路為核心的高速采集系統的有效性。

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