多速率突發(fā)PSK信號(hào)全數(shù)字無前導(dǎo)字解調(diào)器

廖 明,姚 軍,張 偉,王世練

(1.中國工程物理研究院研究生部,四川綿陽621900;2.中國工程物理研究院電子工程研究所,四川綿陽621900; 3.國防科學(xué)技術(shù)大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院,湖南長沙410073)

多速率突發(fā)PSK信號(hào)全數(shù)字無前導(dǎo)字解調(diào)器

廖 明1,2,姚 軍2,張 偉2,王世練3

(1.中國工程物理研究院研究生部,四川綿陽621900;2.中國工程物理研究院電子工程研究所,四川綿陽621900; 3.國防科學(xué)技術(shù)大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院,湖南長沙410073)

突發(fā)模式通信應(yīng)用日益廣泛,基于前導(dǎo)字的解調(diào)算法降低了系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率。提出了一種適于多速率突發(fā)信號(hào)的全數(shù)字無前導(dǎo)字解調(diào)方案,通過FIFO操作和采樣率轉(zhuǎn)換適應(yīng)多種速率的要求,參數(shù)估計(jì)、定時(shí)同步和載波恢復(fù)均采用前向算法,可以在不損失任何數(shù)據(jù)符號(hào)的條件下完成解調(diào),具有較高的數(shù)據(jù)傳輸效率。算法易于硬件實(shí)現(xiàn),給出了仿真和硬件測試的結(jié)果,結(jié)果顯示在中高信噪比條件下算法具有較好的性能,驗(yàn)證了算法的有效性和可靠性。

多速率 突發(fā)模式 無前導(dǎo)字

0 引 言

突發(fā)通信模式具有良好的短時(shí)性、隱蔽性等特點(diǎn),在衛(wèi)星通信、短波通信等系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用。突發(fā)傳輸中,前后兩個(gè)突發(fā)數(shù)據(jù)包相對獨(dú)立,其載波頻偏、相偏和定時(shí)誤差等參數(shù)都不同,故每一個(gè)數(shù)據(jù)包到來時(shí),解調(diào)器都要重新估計(jì)所需要的參數(shù)。文獻(xiàn)[1-3]研究了基于前導(dǎo)字輔助的突發(fā)解調(diào)算法。其中,文獻(xiàn)[1]通過解耦合處理,可以同時(shí)估計(jì)出定時(shí)誤差、載波頻偏和相位,從而有效減小了前導(dǎo)字的長度;文獻(xiàn)[2]提出一種利用已知前導(dǎo)數(shù)據(jù)的相關(guān)函數(shù)來估計(jì)載波頻偏的新算法,并對比了幾種不同估計(jì)算法的性能。文獻(xiàn)[3]基于Gardner算法提出一種新用法,取定時(shí)誤差最小的點(diǎn)作為最佳采樣點(diǎn)?；谇皩?dǎo)字的算法性能較好,但是前導(dǎo)字占用了有限的傳輸帶寬,降低了數(shù)據(jù)傳輸效率,且不適用于盲解調(diào)。文獻(xiàn)[4-7]研究了無前導(dǎo)字的突發(fā)解調(diào)算法。其中,文獻(xiàn)[4]采用相位差分算法估計(jì)載波頻偏,所設(shè)計(jì)的接收機(jī)誤碼性能與理論值相比僅下降0.2 dB左右,但是容許的頻偏范圍只有[-5%·Rs,5%Rs];文獻(xiàn)[5]提出一種中頻差分解調(diào)方案,不需要突發(fā)載波恢復(fù),適合在較低頻率下工作;文獻(xiàn)[6]通過最大化相位差累加矢量的模得到定時(shí)誤差,從16個(gè)采樣點(diǎn)中選出最佳采樣點(diǎn),再通過相位平均旋轉(zhuǎn)度得到頻偏,估計(jì)范圍為Rs;文獻(xiàn)[7]給

出了一種適用于大頻偏的解調(diào)器,先通過兩級(jí)FFT運(yùn)算,將頻偏縮小到較小的范圍,再通過一個(gè)前向的頻率跟蹤環(huán)去除殘余的頻偏,其估計(jì)范圍可以達(dá)到符號(hào)率的幾倍。

上述文獻(xiàn)中,突發(fā)信號(hào)的符號(hào)速率都是固定不變并且已知的,而在實(shí)際應(yīng)用的突發(fā)通信系統(tǒng)中,每個(gè)突發(fā)包的符號(hào)速率有可能在一定的取值范圍內(nèi)隨機(jī)變化,每個(gè)突發(fā)包的符號(hào)個(gè)數(shù)不同,相應(yīng)解調(diào)器的結(jié)構(gòu)也要與之適應(yīng)。針對這種系統(tǒng),文中提出一種支持多速率突發(fā)PSK信號(hào)的全數(shù)字無前導(dǎo)字解調(diào)方案,適用于較大的頻偏范圍,且可以在不損失任何數(shù)據(jù)符號(hào)的情況下完成解調(diào),算法易于工程實(shí)現(xiàn),適合非合作通信方的接收。下面介紹了所設(shè)計(jì)突發(fā)解調(diào)器整體結(jié)構(gòu),論述了各模塊的主要算法,最后給出算法仿真和硬件實(shí)現(xiàn)的結(jié)果。

1 多速率突發(fā)信號(hào)無前導(dǎo)字解調(diào)算法

1.1 整體結(jié)構(gòu)

多速率突發(fā)解調(diào)器整體結(jié)構(gòu)如圖1所示,虛線框內(nèi)是解調(diào)器的主體部分。圖1中,中頻信號(hào)經(jīng)ADC采樣轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào),采樣時(shí)鐘為與符號(hào)速率獨(dú)立的固定值。突發(fā)信號(hào)在解調(diào)之前先送入一個(gè)預(yù)處理模塊,預(yù)處理模塊給出信號(hào)帶寬非常粗略的估計(jì)值和載波頻率粗估計(jì)值,同時(shí)在每一個(gè)突發(fā)包開始時(shí)刻輸出一個(gè)標(biāo)志信號(hào)。對PSK信號(hào),由可以得到符號(hào)速率的粗估計(jì)值。突發(fā)解調(diào)器接收到數(shù)據(jù)包后,先根據(jù)進(jìn)行數(shù)字下變頻(DDC)將信號(hào)搬移到零頻附近,再根據(jù)進(jìn)行多級(jí)半帶抽取濾波(HBF)將采樣率限制在符號(hào)速率的4～8倍。乒乓FIFO緩存A和B以突發(fā)數(shù)據(jù)包為單位將前后兩個(gè)數(shù)據(jù)包分別存儲(chǔ),以適應(yīng)不同的符號(hào)速率。低通濾波器(LPF)去除諧波分量后,參數(shù)估計(jì)模塊計(jì)算出當(dāng)前數(shù)據(jù)包的載波頻偏和符號(hào)速率的精估計(jì)值。參數(shù)計(jì)算的同時(shí),當(dāng)前突發(fā)包進(jìn)入FIFO緩存C延時(shí),使數(shù)據(jù)和估計(jì)模塊的和同時(shí)輸出對齊。頻偏校正模塊進(jìn)行二次變頻,去除。數(shù)據(jù)通過采樣率轉(zhuǎn)換模塊之后采樣率轉(zhuǎn)換為符號(hào)速率的4倍,匹配濾波(MF)后的數(shù)據(jù)通過定時(shí)恢復(fù)模塊,恢復(fù)出每符號(hào)一個(gè)最佳采樣點(diǎn)。相偏恢復(fù)模塊計(jì)算出相偏估計(jì)值,然后將信號(hào)校正。

不同突發(fā)數(shù)據(jù)包的符號(hào)速率不同,后續(xù)處理模塊所需的時(shí)間也不同。為了適應(yīng)多速率突發(fā)信號(hào),文中設(shè)計(jì)了一種乒乓FIFO緩存結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)在突發(fā)起始時(shí)刻標(biāo)志信號(hào)的控制下,將相鄰的兩個(gè)突發(fā)數(shù)據(jù)包分離開,以滿足后續(xù)模塊不同的延時(shí)需要,從而保證不會(huì)損失數(shù)據(jù)符號(hào)。

圖1 多速率突發(fā)信號(hào)無前導(dǎo)字解調(diào)器整體結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of burst demodulator without preamble for multiple symbol rates

1.2 符號(hào)速率/頻偏估計(jì)

PSK信號(hào)具有循環(huán)平穩(wěn)特性,由循環(huán)平穩(wěn)有關(guān)理論可知[8],信號(hào)通過非線性變換之后的頻譜中會(huì)出現(xiàn)代表各階循環(huán)平穩(wěn)特性的峰值譜線,譜線的位置一般對應(yīng)了信號(hào)載波頻率和符號(hào)速率的線性組合,因此可以通過提取這些譜線來完成信號(hào)的參數(shù)估計(jì)。

文中提出一種基于M次方譜的符號(hào)速率/頻偏估計(jì)算法,以BPSK為例進(jìn)行推導(dǎo),算法可以推廣到MPSK。經(jīng)過正交下變頻和低通濾波(LPF)后的BPSK信號(hào)表示為:

式中,gT(t)為成形濾波器,Ts=1/Rs為符號(hào)周期,Δf為載波頻偏,φn為調(diào)制相位。對于BPSK而言,φn= {0,π}。對信號(hào)進(jìn)行平方運(yùn)算,簡化后的結(jié)果為:

因?yàn)槌尚螢V波函數(shù)gT(t)=0,當(dāng)t?(0,Ts),所以有:

gT(t-nTs)gT(t-mTs)=0,m≠n(3)

結(jié)合式(3)可知,僅當(dāng)m=n時(shí)式(2)的乘積項(xiàng)為非零值,故式(2)可化簡為:

由式(4)可知,y2(t)含有(t)以Ts為周期進(jìn)行延拓與二倍載波頻偏分量的乘積,對其進(jìn)行FFT運(yùn)算后,頻譜將在f=2Δf±n(1/Ts)=2Δf±nRs處出現(xiàn)峰值譜線。一般情況下,在n=0,1時(shí),即f=2Δf-Rs,2Δf,2Δf+Rs處譜線最明顯,如圖2所示。

圖2 BPSK信號(hào)的平方譜Fig.2 Quadratic spectrum of BPSK signal

圖2(a)是FFT之后的頻譜圖,圖2(b)將零頻搬移到中間,通過峰值搜索求得譜線的位置,從而可以計(jì)算出Δf和Rs的估計(jì)值。算法的估計(jì)范圍較大,允許的符號(hào)速率偏差為[-0.2Rs,0.2Rs],載波頻率偏差為[-0.5Rs,0.5Rs]。估計(jì)精度由FFT的頻率分辨率決定,頻率分辨率為(1/M0)Rs,M0為參與FFT的符號(hào)個(gè)數(shù)。

1.3 采樣率轉(zhuǎn)換

式中,mk,μk控制插值的位置,cl(k)為插值濾波器的系數(shù)。文獻(xiàn)[10]提出可以采用高效的Farrow結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)插值濾波,該結(jié)構(gòu)易于硬件實(shí)現(xiàn),框圖如圖3所示。

圖3 Farrow插值結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of farrow interpolation

1.4 定時(shí)恢復(fù)

傳統(tǒng)定時(shí)同步算法一般是由誤差信號(hào)反饋控制NCO,不斷調(diào)整ADC的采樣時(shí)鐘使其達(dá)到最佳采樣位置。對于突發(fā)模式下的定時(shí)同步,收發(fā)兩端工作在穩(wěn)定獨(dú)立的時(shí)鐘頻率上,解調(diào)器通過前向算法提取信號(hào)的定時(shí)誤差,然后通過插值算法直接計(jì)算出最佳采樣點(diǎn)來,定時(shí)恢復(fù)的結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 突發(fā)PSK信號(hào)前向定時(shí)恢復(fù)Fig.4 Feedforward timing recovery for burst PSK signal

定時(shí)誤差估計(jì)采用O&M算法[11],設(shè)經(jīng)過匹配濾波之后的基帶復(fù)信號(hào)為r(n),定時(shí)誤差為ε,令xn=|r(n)|2,每符號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)為N,L0為統(tǒng)計(jì)符號(hào)的個(gè)數(shù),則O&M算法可以表示為:

因?yàn)樾盘?hào)經(jīng)過采樣率轉(zhuǎn)換變?yōu)?倍符號(hào)速率,即N=4,故式(6)可以展開為:

由式(8)可知Xm直接由加減法和累加運(yùn)算即可求得,復(fù)雜度低,適合硬件實(shí)現(xiàn)。

計(jì)算定時(shí)誤差的同時(shí)數(shù)據(jù)送入FIFO緩存中延時(shí),定時(shí)控制器根據(jù)估計(jì)值^ε得到插值控制信號(hào)mk和μk,其中mk用于控制FIFO讀出數(shù)據(jù)的下標(biāo)index,決定取哪幾個(gè)采樣點(diǎn)用于插值,μk用于控制插值濾波器的工作。插值濾波器采用文獻(xiàn)[10]提出的高效Farrow結(jié)構(gòu),插值算法采用性能較好的立方插值,通過插值計(jì)算即可得到最佳采樣點(diǎn)的近似值。

1.5 相偏恢復(fù)

經(jīng)過頻偏校正之后的信號(hào)仍有一個(gè)非常小的頻偏存在,此極小的頻偏相對于符號(hào)速率是一個(gè)慢變化量,可以看作是信號(hào)的相偏。前向相偏恢復(fù)的結(jié)構(gòu)與定時(shí)恢復(fù)類似,如圖5所示。

圖5 突發(fā)PSK信號(hào)前向相偏恢復(fù)Fig.5 Feedforward phase recovery for burst PSK signal

突發(fā)PSK信號(hào)的相偏估計(jì)采用A.J.Viterbi和A.M.Viterbi提出的V&V算法[12],將MPSK信號(hào)表示為r(k)=ρ(k)ejφ(k),則載波相偏的估計(jì)值為:

式中,N0為用于估計(jì)的符號(hào)個(gè)數(shù),F[ρ(n)]表示ρ(n)的函數(shù),由文獻(xiàn)[13]的研究可知,為了達(dá)到最佳的估計(jì)性能,不同條件下F[ρ(n)]的取值如下:

與定時(shí)恢復(fù)類似,計(jì)算相偏的同時(shí)數(shù)據(jù)送入FIFO緩存中延時(shí),^θ送入DDS中生成cos^θ-jsin^θ= e-j^θ,與FIFO的輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法從而去除相偏的影響。

2 仿真與實(shí)現(xiàn)

在加性高斯白噪聲信道下對文中的算法進(jìn)行了仿真,仿真的具體條件為:BPSK調(diào)制,Rs=12 Ms/s, Eb/N0=12 dB,計(jì)算平方譜的符號(hào)長度M0=512,定時(shí)估計(jì)的符號(hào)長度L0=128,相偏估計(jì)的符號(hào)長度N0=64,初始頻偏為Δf=0.1Rs。經(jīng)過頻偏校正和采樣率轉(zhuǎn)換后,信號(hào)的采樣率變?yōu)閒′s=4Rs,殘余的頻偏小于2‰Rs,定時(shí)恢復(fù)后信號(hào)的星座圖見圖6。

圖6 定時(shí)恢復(fù)后的星座圖Fig.6 Constellation after timing recovery

由圖6看出,因?yàn)闅堄辔⑿☆l偏的影響,信號(hào)的星座圖出現(xiàn)了旋轉(zhuǎn)。極小的頻偏相當(dāng)于相偏,相偏恢復(fù)之后信號(hào)的星座圖見圖7,可以看出相偏恢復(fù)算法的性能較好,星座圖旋轉(zhuǎn)現(xiàn)象已經(jīng)消除。

圖7 相偏恢復(fù)后的星座圖Fig.7 Constellation after phase recovery

根據(jù)上述算法,采用Xilinx公司V6系列的XC6VSX315T FPGA和TI公司的ADS5474采樣芯片完成了多速率突發(fā)PSK信號(hào)解調(diào)原理樣機(jī)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)。自行設(shè)計(jì)的突發(fā)信號(hào)源每秒發(fā)送15 000個(gè)突發(fā)包,實(shí)際的信號(hào)采用了差分編碼,即DBPSK調(diào)制,FPGA的系統(tǒng)工作時(shí)鐘為200 MHz,適用的突發(fā)信號(hào)符號(hào)速率范圍為8～50 Ms/s。通過ChipS-cope抓取了硬件調(diào)試的實(shí)際結(jié)果,信號(hào)的平方譜如圖8所示。

圖8 ChipScope顯示的平方譜Fig.8 Quadratic spectrum in ChipScope

定時(shí)恢復(fù)的信號(hào)星座圖見圖9,對差分編碼后的信號(hào)來說相偏的存在不會(huì)影響解調(diào)器的正常工作,故硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)省略了相偏恢復(fù)模塊,定時(shí)恢復(fù)后的數(shù)據(jù)可直接送入差分判決模塊得到輸出結(jié)果。

圖9 ChipScope顯示的星座圖Fig.9 Constellation in ChipScope

在實(shí)驗(yàn)室條件下,信號(hào)源重復(fù)發(fā)送同一段突發(fā)數(shù)據(jù),通過調(diào)節(jié)模擬噪聲源和信號(hào)衰減器來實(shí)現(xiàn)不同信噪比,在FPGA內(nèi)部編程將解調(diào)完的結(jié)果與信號(hào)源進(jìn)行比對統(tǒng)計(jì)差錯(cuò)符號(hào)的個(gè)數(shù),得到不同信噪比下系統(tǒng)誤碼率的實(shí)際測試值,性能曲線見圖10。

圖10 突發(fā)解調(diào)器誤碼率性能Fig.10 BER performance of burst demodulator

圖10同時(shí)給出了所設(shè)計(jì)突發(fā)解調(diào)器誤碼性能的MATLAB仿真結(jié)果和理論曲線,算法仿真的性能與理論曲線相差小于0.2 dB。當(dāng)Eb/N0較小時(shí),硬件測試值與理論值相差較大,隨著Eb/N0增大,測試值逐漸趨近與理論曲線,由此可知在中高信噪比條件下文中所設(shè)計(jì)的突發(fā)解調(diào)樣機(jī)具有較好的性能。

3 結(jié) 語

文中提出一種適用于多速率突發(fā)PSK信號(hào)的無前導(dǎo)字全數(shù)字解調(diào)器設(shè)計(jì),通過乒乓FIFO結(jié)構(gòu)和符號(hào)速率轉(zhuǎn)換以滿足不同的符號(hào)速率,對符號(hào)速率和頻偏估計(jì)算法進(jìn)行了詳細(xì)推導(dǎo),算法的估計(jì)范圍較大,定時(shí)恢復(fù)和相偏恢復(fù)采用了前向算法,同時(shí)通過各級(jí)FIFO緩存保證解調(diào)過程不會(huì)損失任何符號(hào)。對算法進(jìn)行了MATLAB仿真,最后根據(jù)設(shè)計(jì)方案完成了突發(fā)信號(hào)解調(diào)樣機(jī)的硬件實(shí)現(xiàn),結(jié)果證明了算法的有效性和可靠性。

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廖 明(1987—),男,碩士研究生,主要研究方向?yàn)橥ㄐ排c信息系統(tǒng);

LIAOMing(1987-),male,graduate student,mainly engaged in communication and information system.

姚 軍(1962—),男,碩士,研究員,主要研究方向?yàn)橥ㄐ判盘?hào)處理;

YAO Jun(1962-),male,M.Sci.,research fellow,majoring in communication signal processing.

張 偉(1972—),男,碩士,研究員,主要研究方向?yàn)閿?shù)字信號(hào)處理技術(shù);

ZHANG Wei(1972-),male,M.Sci.,master,research fellow,mainly working at on digital signal processing.

王世練(1976—),男,博士,副教授,主要研究方向?yàn)闊o線通信。

WANG Shi-lian(1976-),male,Ph.D.,associate professor,mainly engaged in the research of wireless communication.

A Full-digital Burst-mode PSK Demodulator without Preamble for Multiple Symbol Rates

LIAO Ming1,2,YAO Jun2,ZHANG Wei2,WANG Shi-lian3
(1.Graduate School of China Academy of Engineering Physics,Mianyang Sichuan 621900,China; 2.Institute of Electronic Engineering,China Academy of Engineering Physics,Mianyang Sichuan 621900,China; 3.School of Electronic Science and Engineering,National Univ.of Defense Technology,Changsha Hunan 410073,China)

The application of burst-mode communication becomes even popular.The demodulator with preamble may reduce data transmission efficiency of the system.A scheme of full-digital burst-mode demodulator without preamble suitable for multiple symbol rates is proposed.FIFO operation and sampling rate conversion applicable to multiple symbol rates are designed.Feedforward algorithm is suggested for parameter estimation,timing synchronization and carrier recovery,the demodulation and high data transmission efficiency could be done without any loss of data symbols.The algorithm is easy to implement on hardware platform,and the results of simulation and hardware test indicate its effectiveness and reliability in the environment of moderate and high SNR.

multiple symbol rates;burst-mode;without preamble

TN911.72

A

1002-0802(2014)01-0018-06

10.3969/j.issn.1002-0802.2014.01.004