臭氧發(fā)生器多頻逆變電源中的PDM控制策略

董 潤 ，秦實宏 ，孫 超 ，Atuahene Samuel，周 霖

（1.武漢工程大學 電氣信息學院，湖北 武漢 430205；2. 虞城縣供電公司 河南 商丘 476308）

臭氧作為一種強氧化劑，具有殺菌，消毒，脫色等作用，現(xiàn)在已經(jīng)廣泛應用于飲用水的凈化消毒和工業(yè)上的污水處理當中，另外，空氣的凈化以及醫(yī)療器械的殺菌消毒等方面，臭氧也發(fā)揮著其巨大的作用。臭氧易于分解無法儲存，需現(xiàn)場制取現(xiàn)場使用（特殊的情況下可進行短時間的儲存），所以凡是能用到臭氧的場所均需使用臭氧發(fā)生器。早期的臭氧發(fā)生器主要采用工頻升壓方式供電，由于臭氧發(fā)生器的非線性容性負載的特性，這種電路存在著功率因數(shù)低，向電網(wǎng)注入大量諧波，工作頻率低等缺點。目前臭氧發(fā)生器主要采用升壓方式供電，其具有能耗低，單機產(chǎn)量高和易于工業(yè)現(xiàn)場生產(chǎn)等優(yōu)點。

在臭氧發(fā)生器的逆變電源中，傳統(tǒng)的PDM調功控制方式易于實現(xiàn)數(shù)字化控制，且開關損耗相對較小，輸出頻率不變，但由于逆變器輸出功率的頻率不完全等于負載的自然諧振頻率，使得在需要功率閉環(huán)的場合中，系統(tǒng)容易失控，導致工作時的穩(wěn)定性不高，并且其功率調節(jié)特性不理想，呈有級調功方式。

本文在分析了PDM調功原理的基礎上基于臭氧發(fā)生器電源多頻準諧振逆變拓撲結構提出PDM與PWM混合控制的策略來調整功率輸出，可使PDM有級調功的缺點得到緩解，從而使得電源在閉環(huán)系統(tǒng)中的魯棒性得到了提高[1]。

1 脈沖密度調制的原理

脈沖密度調制(即PDM)是一種開關脈沖的時間比率控制方式，采用能良好的進行頻率跟蹤的鎖相環(huán)來跟蹤負載電流的頻率。傳統(tǒng)的PDM原理如圖1所示。電路滿功率輸出所需要的工作周期T由N個功率輸出單位構成，其中，一個功率輸出單位相當于某個電量一定的持續(xù)時間。如圖所示，逆變器在H個工作單位里連續(xù)向負載輸出功率TA，在剩下的(N-H)個功率輸出工作單位則停止工作，即圖中所示的零功率輸出區(qū)域。負載能量以自然振蕩形式逐漸衰減，則在一個工作周期T內，輸出功率的脈沖密度為H/N。要想調節(jié)平均輸出功率，可以改變單位時間內開關導通脈沖數(shù)的比率。

圖1 脈沖密度調制原理Fig. 1 Principle of PDM

2 多頻逆變電源中的PDM

在放電結束后，半周期結束前，通過多頻逆變拓撲電路的電流為零。當選取的控制方式為PDM時，因為逆變橋自身不存在續(xù)流電路，所以負載電容上的電壓不能以自然振蕩的形式進行衰減，相當于電路中沒有電流流過，即電流值為零。由于電路無法給鎖相環(huán)提供負載電流的頻率，所以當系統(tǒng)恢復到輸出功率狀態(tài)時，系統(tǒng)失控發(fā)生的可能性就大大提高了。鎖相環(huán)能良好的進行頻率跟蹤，改善了PDM穩(wěn)定性差的缺點。若讓負載回路在零功率輸出期間存在電流，則PDM就可以控制系統(tǒng)。

文中所采用的方法跟以往單獨用PDM或PWM不同，用的是脈沖均勻密度調制方法與脈沖寬度調制方法相結合的控制策略，即PDM與PWM兩者共同承擔功率調節(jié)，這樣，功率的輸出就是由脈沖密度、脈沖寬度和 Q5Q6的導通占空比D來進行控制的。在功率輸出期間，由PDM和PWM共同調整脈寬輸出功率，實現(xiàn)了兩者的結合。在零功率輸出期間，PWM的作用是維持電流的持續(xù)，這樣就保證了不會因單獨采用PDM而造成斷流[2-5]。如果是相同功率調節(jié)量的情況，則脈沖密度與寬度是同時變化的，這樣就保證了在一定程度上可以改善PDM的電流斷續(xù)的現(xiàn)象，使PDM和PWM在不同脈沖密度級之間變化，因此可以緩解PDM的有級調功的缺點，這樣就提高了系統(tǒng)的工作效率，使功率調節(jié)特性趨于理想化，同時也提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

在臭氧發(fā)生器多頻逆變電源中，多頻逆變拓撲在放電結束后，半周期結束前電路電流為零，由于逆變橋不存在續(xù)流電路，這樣就使得PDM在對多頻逆變電源進行功率調制時，一個工作單位周期內只存在兩個工作模態(tài)，卻沒有續(xù)流的過程，這樣系統(tǒng)就會發(fā)生斷流的現(xiàn)象，穩(wěn)定性大大降低。其工作過程如圖2～4所示。

圖2 多頻逆變電源PDM模態(tài)拓撲結構圖Fig. 2 PDM modal topology structure of multi-frequency inverter power supply

圖3 多頻逆變電源PDM模態(tài)aFig. 3 PDM modal a of multi-frequency inverter power supply

圖4 多頻逆變電源PDM模態(tài)bFig. 4 PDM modal b of multi-frequency inverter power supply

圖2～4為多頻逆變電源在PDM調制下的工作模態(tài)。圖2為多頻逆變電源的拓撲結構，圖3和圖4分別為PDM的兩個工作模態(tài)a和b。

1)模態(tài)a分析

如圖3所示，D1、D4正向導通，Q1、Q4、Q6零電流導通，電源接通時，由于電容C'Z上存在反向電壓-U'cz，這樣就使得D6處于反向截止狀態(tài)，Q6中通過的電流為零。電源UE經(jīng)過D1、Q1、Q4、D4向電感LS、電容C'Z以及發(fā)生器組成的串聯(lián)電路供電，諧振電流i對C'Z和發(fā)生器等效電容充電，當C'Z兩端電壓U'CZ由-U'CZ上升至0后，D6正偏自然導通，這樣就造成C'Z被短接，其脫離了主電路。電源UE經(jīng)D1、Q1、Q6、D6、Q4、D4向LS和發(fā)生器組成的串聯(lián)電路供電。當氣隙電壓上升到擊穿電壓UZ時，氣隙擊穿并開始放電。經(jīng)過一段時間后，Q6零電壓關斷，C'Z再次接入電路參與諧振直到發(fā)生器氣隙放電結束，電路電流為0，等待下一模態(tài)到來。

2)模態(tài)b分析

如圖4所示，D2、D3正向導通，Q2、Q3、Q5零電流導通，電源接通時，由于電容C'Z上存在正向電壓U'CZ，這樣就使得D5處于反向截止狀態(tài)，Q5中通過的電流為零。電源UE經(jīng)過D2、Q2、Q3、D3向電感LS、電容C'Z以及發(fā)生器組成的串聯(lián)電路供電，諧振電流i對C'Z和發(fā)生器等效電容充電，當C'z兩端電壓U'cz由U'cz下降至0后，D5正偏自然導通，這樣就造成C'Z被短接，其脫離了主電路。電源UE經(jīng)D2、Q2、Q3、D3、Q5、D5向LS和發(fā)生器組成的串聯(lián)電路供電。氣隙電壓下降到反向擊穿電壓—UZ，氣隙擊穿并開始放電。經(jīng)過一段時間后，Q5零電壓關斷，C'Z再次接入電路參與諧振直到發(fā)生器氣隙放電結束，電路電流為0，等待下一模態(tài)到來[6]。

由上述的模態(tài)分析我們可以得出PDM控制的不足之處，由于Q1～Q4屬于零電流導通，而Q5，Q6不屬于零電流導通，所以在PDM控制的情況下，逆變電源只能工作在兩個橋臂的交替工作當中，并且在換臂的過程當中，電路中的電流為零，且在Q5，Q6占空比一定的情況下，系統(tǒng)的輸出功率由Q1～Q6的導通時間所決定，即系統(tǒng)是由PWM來控制實現(xiàn)的，這樣彌補了PDM控制的不足，使得系統(tǒng)的工作效率得到了提高，系統(tǒng)的穩(wěn)定性也進一步增強。

為了保證電流的延續(xù)，在零功率輸出單元時，需要以較小脈寬的脈沖分別觸發(fā)Q1、Q4和Q2、Q3，使得電流得以維持在較小的工作狀態(tài)。同時，將臭氧發(fā)生器的氣隙電壓保證在擊穿電壓UZ以下，這樣就保證了臭氧發(fā)生器電源的氣隙可以處于未擊穿狀態(tài)，不會產(chǎn)生放電功率消耗[7-10]，大大提高了工作效率。為了保證在零功率輸出單元電路電流保持持續(xù)的狀態(tài)，需要將PWM脈寬限制在臭氧發(fā)生器氣隙電壓達到擊穿電壓UZ所需最短的脈寬以下。

3 仿真模型的建立

應用MATLAB建立的多頻準諧振逆變電源的仿真系統(tǒng)如圖5所示。

圖5 多頻逆變電源的MATLAB仿真系統(tǒng)Fig. 5 MATLAB simulation system of multi-frequency inverter power supply

4 結 論

文中將傳統(tǒng)脈沖密度調制與脈沖均勻密度調制作了對比，根據(jù)其各自特點以及臭氧發(fā)生器逆變電源中需要閉環(huán)調節(jié)功率的要求，提出了脈沖均勻PDM和PWM相結合的控制策略，并建立了仿真模型，采用這樣的方法大大提高了系統(tǒng)的工作效率。

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