基于矩陣變換器的400Hz單相交流電源

吳勝華，賴向東，張顯才

（空軍預警學院黃陂士官學校，湖北 武漢 430345）

引言

矩陣變換器（MC-Matrix Converter）已廣泛應用于交流傳動領域。近年來在變頻電源方面的研究已逐漸地引起了人們的關注[1-5]。然而，MC的關鍵技術是功率雙向開關的安全換流[6，7]。人們已研究了多種換流控制策略，均是基于輸出電流的方向以確定換流的步驟[8]。本文針對SPWM技術及MC變頻電源的特點，提出了一種新的門極驅動策略。該方案完全滿足MC雙向開關的約束條件，不需要提供負載電流或功率器件管壓降的任何信息，只要正確地安排同一輸出相各雙向開關的驅動時序，當某個雙向開關關斷時，其它相關雙向開關便自動提供續(xù)流通道。克服了因感性負載瞬間開路而引起的固有電壓過沖，保證了雙向功率開關的安全。文章詳細介紹了智能型自然換流及MC SPWM單相400 Hz交流電源的工作原理，并給出了仿真和實驗結果。

1 31MC SPWM控制策略

圖1 主電路拓撲

三相/單相MC 400 Hz交流電源主電路拓撲如圖 1 所示。 圖中 uao、ubo、uco為三相交流輸入，uo為單相400 Hz 220 V輸出(濾波后)。根據(jù)MC間接變換原理[5]，可以將MC虛擬為“整流”和“逆變”兩個環(huán)節(jié)。“整流環(huán)節(jié)”產(chǎn)生虛擬的“直流高壓”，“逆變環(huán)節(jié)”則根據(jù)輸出的需要對頻率和幅值進行變換，以得到預想的正弦交流電壓輸出。設MC三相輸入為

式中：Uim為相電壓幅值；ωi為輸入電源的角頻率。若整流環(huán)節(jié)理想開關函數(shù)為

則虛擬直流電壓為

單相逆變環(huán)節(jié)理想開關函數(shù)為

式中：ma為調制系數(shù)；ωo為輸出電壓的角頻率；φo為初相角。MC輸出電壓為

圖2 整流開關函數(shù)及扇區(qū)劃分

顯然，式（3）表示電壓型整流器（VSR）的工作原理。式（5）則表示電壓型逆變器（VSI）的工作原理。

工程實現(xiàn)時將輸入電壓一個周期劃為6個S型扇區(qū)[9]。每一相整流開關函數(shù)Sj(j∈a,b,c)可分解成兩個子函數(shù) Sjp、Sjn，如圖 2所示。

按照二極管不控整流原理，圖中Ud即為虛擬直流高壓波形。整流開關函數(shù)是在不同的扇區(qū)選取不同的Sjk組合成逆變器投入工作。MC的輸出端便可得到SPWM高頻脈沖輸出，濾波后即為所需頻率和幅值的交流電壓。其中一個雙向開關Sjk的2路驅動信號 gjk1、gjk2可表示為

式中：uSPWMi（i=1，2）為其中一路參考正弦的脈寬調制信號，為其邏輯非。

2 31MC自然換流原理

下面以感性負載為例參照圖3并以gaA1的時序為基準分析其自然換流原理。分析之前作以下基本假定：①輸入為對稱三相交流電壓；②為具有一般性，考慮死區(qū)時間td（圖中未能表示出）；③開關頻率遠高于輸入電源頻率，一個開關周期內的輸入電壓可視作常量；④忽略功率器件的管壓降。且約定高電平開通，低電平關斷；⑤iL及uAB（未濾波）約定極性如圖所示。

（1） t0～t1，扇區(qū)Ⅵ，等效電路圖 3（a）

t1之前，uco＞ubo，uao過零，uco、ubo為 MC 供電，雙向開關 ScA、ScB、SbA、SbB組成的 H 橋。 gbA1高電平，因串聯(lián)二極管反偏，SbA1關斷；gbA2低電平，SbA2關斷，則SbA關斷。 同理 SbB也關斷。 gcA1、gcA2及 gcB1、gcB2高電平，ScA、ScB可以為iL提供兩個方向的續(xù)流通道。按約定極性 iL經(jīng) ScA1，ScB2續(xù)流。 uAB=0。

（2） t1～t2，扇區(qū)Ⅰ，等效電路圖 3（b）

t＞t1，gcA1、gcA2及 gcB1、gcB2為低電平，ScA、ScB關斷，SaA、SbA、SaB、SbB組成 H 橋。MC 退出扇區(qū)Ⅵ，進入扇區(qū)Ⅰ。 gbA1、gbB1、gaA1、gaB1、gaB2、gaA2均為高電平。 只有 gbB2、gbA2為低電平，SbA1、SbB1反偏， 則 SbA、SbB截止。 iL由SaA1、SaB2續(xù)流。 t1～t2期間 uAB=0。

（3） t2～t3，扇區(qū)Ⅰ，等效電路圖 3（b）

t2～t3，uao、ubo為 MC 供電。 t＞t2，gaA1低電平，gaA2雖高電平，但SaA2反偏截止，則SaA關斷。td期間iL由SbA1、SaB2（或 SbB1、SaA2）向交流電網(wǎng)反饋。td之后，gbA2高電平，gaB1（2）時已為高電平，則 SaB1、SbA2零壓零流開通，uAB=-uab。iL則繼續(xù)沿原路經(jīng)向電網(wǎng)反饋（如此時iL反向則 SbA1、SaB2零壓零流關斷）。

（4） t3～t4，扇區(qū)Ⅰ，等效電路圖 3（b）

SaA維持截止。 t＞t3gaB1低電平，SaB1零壓零流關斷。td期間，iL的路徑及方向不變（如（3）中 iL已反向則經(jīng) SbB1、SbA2續(xù)流）。 td之后，gbB2高電平，SbB2開通，iL經(jīng) SbA1、SbB2（或由 SbB1、SbA2）續(xù)流。 uAB=0。

（5） t4～t5，扇區(qū)Ⅰ，等效電路圖 3（b）

t＞t4，gbB2低電平，SbB2關斷。 td期間，iL經(jīng) SaB2、SbA1（或 SbB1、SaA2）繼續(xù)向電網(wǎng)反饋。 td之后，gaB1高電平，SaB1、SbA2再次零壓零流開通。 t4～t5期間 uAB=-uab，iL的方向路徑不變。至此MC的一個開關周期結束，其間MC輸出兩個SPWM脈沖。MC輸出到濾波網(wǎng)絡為常規(guī)單極性SPWM脈沖序列。分析可得

式（7）為基波分量，式（8）為諧波分量。式中Jk（x）為 k 階貝塞爾級數(shù)，諧波分布規(guī)律為 nωs±kω0，即各組以nωs為中心邊頻±kω0兩邊對稱分布。其中n為諧波分組序號，k為諧波次數(shù)序號。諧波幅值(4Upn/nπ)Jk(nπma/2)。最低組諧波為 2ωs±kω0，保留了單相逆變器單極倍頻的優(yōu)點。

3 仿真與實驗

仿真的主要參數(shù)為：三相220 V/380 V/50 Hz對稱輸入。 Lif=500 μН，Cif=10 μF，Rd=100 Ω。載波頻率 fs=15 kHz， 調制頻率 fr=400 Hz，mc≈0.66，td≈2.2 μS。 輸出濾波 Lof=0.5 mH，Cof=20 μF（圖 1 中未表示出）。 輸出400 Hz，220 Vrms。S≈4 kVA。 圖4為仿真結果。其中圖 4(a)、(b)、(c)與圖 4(d)、(e)分別共一個時間軸。圖4(a)、(b)分別為雙向開關SbA兩端及MC的輸出電壓uAB波形。圖4(c)為uAB濾波后的輸出波形，THD≈2.4%。圖4(d)為uAB的展開波形。仿真電路中并未采取緩沖措施，可以看出脈沖波頭整齊干凈無電壓過沖毛刺。說明該換流策略效果理想。圖4(e)為SbA的電流波形。圖(f)為uAB的頻譜，第一組諧波的中心為30 kHz，與式（8）表示的倍頻特性相一致。

實驗樣機的功率雙向開關Sjk采用IGW60T120 IGBT及DSEI 60-12A快恢復二極管組成。實驗參數(shù)與仿真參數(shù)基本相同，ma≈0.71，感性負載，阻抗角φ=56.71°。圖5為電路實驗的部分波形，輸出波形uo的THD=2.9，io為負載電流。圖中其余各波形的意義清楚，不再逐一說明。仿真及實驗結果證實了所提方案及其分析是正確的，Sjk的智能換流效果是理想的。若負載與電網(wǎng)需要隔離，可在A、B端插入400 Hz變壓器。

圖4 仿真波形

圖5 實驗波形

4 結論

由以上分析可知該換流策略有如下特點：（1）同一條輸出線上的雙向開關可以設置死區(qū)時間td，提高了功率開關的可靠性；（2）無需檢測iL及Sjk兩端的電壓的極性；（3）為承受反壓的功率開關Sjk提供高電平驅動，可為iL提供續(xù)流通道；（4）MC的輸出為常規(guī)單極性SPWM脈沖序列，依舊保留了常規(guī)逆變器的倍頻特點，有利于輸出濾波。結果表明，所提方案正確可行。

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