基于UW字的單載波判決反饋均衡器水聲通信研究*

朱鶴群，胡曉毅,馬文翰，任 歡

(廈門大學(xué) 水聲通信與海洋技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，福建 廈門 361005)

水聲通信信道是一個(gè)時(shí)-空-頻隨機(jī)變化的信道，是所有通信信道中最為復(fù)雜的信道。抗多徑干擾是高速水聲通信必須解決的問題[1-3]。由于多徑效應(yīng)造成的深衰落，使得水聲信道頻率響應(yīng)的譜值出現(xiàn)零點(diǎn)，從而導(dǎo)致線性均衡的效果較差，而利用非線性均衡技術(shù)則可以處理這種信道[4]。傳統(tǒng)的時(shí)域均衡器，要求其階數(shù)與信道的最大時(shí)延成正比，而水聲通信中的碼間干擾往往達(dá)到幾十甚至幾百個(gè)碼元寬度，使得均衡器的運(yùn)算量大幅增大。

單載波塊傳輸技術(shù)因其克服了OFDM系統(tǒng)峰均比高和對(duì)頻偏敏感的缺點(diǎn)并具有與OFDM相似的性能[5],近年來在無線通信領(lǐng)域受到廣泛的關(guān)注[5-6]，并已成為IEEE802.16a協(xié)議的一種高速傳輸模式[7]。單載波系統(tǒng)中可以采用一種叫做獨(dú)特字UW(Unique Word)的塊結(jié)構(gòu),其不僅可以作為循環(huán)前綴，而且由于在頻譜上均勻分布的特性，使其可以用于信道估計(jì)和均衡。針對(duì)水聲信道的特性，參考文獻(xiàn)[8]提出的時(shí)頻域混合判決反饋均衡器；參考文獻(xiàn)[9]提出的塊迭代頻域判決反饋均衡器和基于UW字的兩種水聲通信判決反饋均衡器。

1 塊結(jié)構(gòu)和系統(tǒng)模型

圖1 兩種基于UW字的塊結(jié)構(gòu)

單載波系統(tǒng)有兩種基于UW字的塊傳輸結(jié)構(gòu)，如圖1所示。其中UW Type1雖然使用了較少的UW字，但由于受到前面數(shù)據(jù)符號(hào)的干擾，勢(shì)必降低信道估計(jì)的精度。而對(duì)于UW Type2,相鄰的兩塊UW字，第一塊作為第二塊的循環(huán)前綴，可以吸收前面符號(hào)的干擾，而利用第二塊進(jìn)行信道估計(jì)，可以保證估計(jì)的精度。因此本文采用UW Type2結(jié)構(gòu)。

所采用的水聲單載波塊傳輸系統(tǒng)框圖如圖2所示。

在發(fā)送端，數(shù)據(jù)經(jīng)過QPSK映射后進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，再加入循環(huán)前綴，然后經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換后用載波調(diào)制送入水聲信道。在接收端，首先對(duì)接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)，去循環(huán)前綴，然后經(jīng)過FFT變換到頻域進(jìn)行均衡后，經(jīng)IFFT變換到時(shí)域，經(jīng)判決，解映射后恢復(fù)出數(shù)據(jù)。這一過程可表示為：

其中,ri(n)為接收到的數(shù)據(jù),di(n)為第 i塊發(fā)送的數(shù)據(jù),w(n)為加入的高斯白噪聲。經(jīng)過水聲多徑信道h(n)為：

將接收到的信號(hào)變換到頻域得：

其 中 ,Ri(n)=(Ri(-Ng),Ri(-Ng+1),… ，R(NFFT-1)、Di(n)、H=diag(H(-Ng),H(-Ng+1),…，H(NFFT-1))、W(n)分別為接收信號(hào)、發(fā)送信號(hào)、信道沖擊響應(yīng)和高斯白噪聲的傅里葉變換。

2 基于UW字的時(shí)頻域混合判決反饋均衡

如圖3所示為時(shí)頻域混合判決反饋均衡器。

對(duì)于該判決反饋均衡器，前饋部分為N個(gè)(N=NFFT)抽頭的頻域線性均衡器，抽頭系數(shù)為:U=diag(U0,U1,…,UN-1),接收信號(hào)經(jīng)過前饋濾波器輸出后為：

其中F為傅里葉變換矩陣。

反饋部分為一個(gè)時(shí)域橫向?yàn)V波器，抽頭系數(shù)為fl(l=1,2,…,B),B為抽頭個(gè)數(shù)，系統(tǒng)輸出為：

其中f為 N×N的循環(huán)矩陣，其第一行為(0,…,0,fB,fB-1,… f1,0,…,0),將其進(jìn)行特征值分解得 Λf=FfFH,其中 Λf=(n)為判決后的信號(hào)。本文在反饋部分利用已知的UW字來均衡最前面的B個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)。采用MMSE準(zhǔn)則來確定均衡器的系數(shù)，即：

將式(3)、式(4)和式(5)代入式(6)后可得：

利用梯度算法可得前饋濾波器的系數(shù)：

其中,I為N×N的單位矩陣，SNR為信噪比。將式(8)代入式(7)得：

再次利用梯度算法可得B個(gè)線性方程，寫成矩陣的形式為：

3 基于UW字的塊迭代頻域判決反饋均衡

塊迭代頻域判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

IBDFE系統(tǒng)第l次迭代輸出為：

從上式可以看出 由信號(hào)、碼間干擾、噪聲三部分組成，將式(12)進(jìn)一步寫成：

通過使SNIR取得最大值，確定出前饋部分和反饋部分的系數(shù)分別為：

其中ρl為發(fā)送信號(hào)和判決后信號(hào)的相關(guān)系數(shù)。對(duì)于SNR本文利用UW字進(jìn)行估計(jì)。

4 系統(tǒng)仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

仿真時(shí)加入的信道為基于高斯束射線跟蹤的Bellhop模型所產(chǎn)生的多徑信道。Bellhop射線模型為美國(guó)海軍海洋聲學(xué)實(shí)驗(yàn)室所采用的標(biāo)準(zhǔn)模型之一，比傳統(tǒng)的射線模型具有更精準(zhǔn)的計(jì)算結(jié)果[10]。信道建模時(shí)的參數(shù)為：夏天、三級(jí)海況、水深20 m、收發(fā)點(diǎn)水深 10 m,相距1 km。產(chǎn)生的信道如表1所示。單載波系統(tǒng)的仿真及水池實(shí)驗(yàn)的參數(shù)設(shè)置如表2所示。

表1 多徑時(shí)延和幅度衰減

表2 單載波系統(tǒng)參數(shù)

圖5給出了在不同信噪比下,采用圖1兩種塊結(jié)構(gòu)，信道估計(jì)的NMSE曲線。NMSE定義為：

圖5 兩種UW字結(jié)構(gòu)的NMSE與信噪比關(guān)系曲線圖

從圖5可以看出，采用Type1的信道估計(jì)的性能明顯比Type2的差，這與之前的分析是一致的。

圖6給出了不同信噪比下，IBDFE不同迭代次數(shù)(1～4)和HDFE的誤碼曲線。從圖中可以看出在第2次迭代時(shí)，誤碼性能得到了很大的改善，而之后性能的提升不是很明顯。與HDFE相比，IBDFE的性能更優(yōu)越，這主要是因?yàn)閷?duì)于HDFE前面符號(hào)判決是否準(zhǔn)確，直接影響到后面符號(hào)的判決，所以有可能出現(xiàn)錯(cuò)誤傳播導(dǎo)致性能下降。而對(duì)于IBDFE，通過迭代使判決后信號(hào)的精度得到提升，避免了上述情況的出現(xiàn)。

圖6 不同均衡方法的誤碼率曲線圖

在廈門大學(xué)通信與海洋信息技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室對(duì)這兩種均衡方法進(jìn)行了水池實(shí)驗(yàn)。收發(fā)換能器吊放深度為離水面1 m，距離為3 m。由于池壁材料為陶瓷介質(zhì)，對(duì)信號(hào)反射能力強(qiáng)，由此造成嚴(yán)重的多徑現(xiàn)象。發(fā)送的數(shù)據(jù)量為20 480。表3為水池實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖7為水池實(shí)驗(yàn)均衡前后星座圖對(duì)比。

本文根據(jù)UW字結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)提出了兩種運(yùn)用于水聲通信的單載波判決反饋均衡器。在理論上比較分析了這兩種均衡器的性能。由于IBDFE的反饋部分是在頻域進(jìn)行的，使得其性能得到提升，并在仿真和水池實(shí)驗(yàn)中進(jìn)行了驗(yàn)證。結(jié)果表明基于UW Type2的塊迭代頻域判決反饋均衡在水聲通信中有良好的應(yīng)用前景。

表3 水池實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖7 均衡前后星座圖對(duì)比

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